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高效率、低功耗直流电压转换器芯片设计与实现_图文

浙江大学硕士学位论文

高效率、 低功耗直流电压转换答芯片设计与实现

摘要
随着便携式电子产品的日益普及 ,直流电压转换器 ( CD )芯片得到广      D -C 泛应用.由于这些产 品通常使用单 电 池供电, 能量有限, 如何提高转换效率 , 降 低功耗,延长电池寿命,便成为设计者需要考虑的主要问题。

本次 业设      计提出 一种 毕 了 基于脉 度调 ( M) 冲频 制( M) 冲宽 制( P 和脉 率调 P W F
模式的高效率 , 低功耗开关电源直流电压转换器的设计方法 . 路在负载电流较 电 大 ( 6 m ) 电感电流连续时, 约>0  , A  采用开关频率 1  z MH 的电压型 P WM控制工 作模式, 在负载电流较小 ( <0  ) 电感电流不连续时采用开关频率小于 。 约< m , 6 A . 5 Mz H 的峰值电流和 电压迟滞双重控制 的 PM工作模式,实现了 020  F 在 -5 m A的 负载电流变化范围内的高转换效率。当输 出电压达到预计输出电压的 12 0%时,

系 动 统自 进入待 态, 静态工 流降 芯片 机状 使 作电 低. 采用CM 公司 . N S C 的0 m 5 
C s混合信号模型设计和流片。仿真和测试结果表明该电路可实现 P MO WM 和 PM 模式供电以及两种模式之间的平稳过渡, F 具有较好的负载和线性调节能力.

输出电 误差小 压的 于土 % 最大静态工作电 2, 流小于 1 , 5泌 最大转换效 率达
9 .% , 26

论文第一章讨论 了开关 电      源式 D -C的稳压原理和控制方法。第二章详细 CD 描述了本次毕业设计提出的 D -C芯片系统结构及工作模式,并针对系统的若 CD 干性能进行了讨论。 第三章具体介绍了芯片中主要 电路模块 的设计思路。 第四章 给出了系统仿真与测试结果。 第五章就芯片为适应实际应用而可进行的若干改进
展 开讨 论。

关键词:直流电 压转换器;脉冲宽度调制;脉冲频率调制:高效率;低功耗

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高效率、 低功耗直流电压转换器芯片设计与实现

Ab t a t sr c
D - c vrr  i y  e i h r i sg o ot l plaosS c    C nee iwdl a叩t wt t g wn uae prb apctn.  e CD o t s  e d d h  o g  e  f  a e  i i i n

tsa l tna u a pwr 妙 e r - id l e bt ,  ti r e  h e  i is  s l oed ng l t sg -l a r hw m o t e p c o r ul pa e  y  e eyi e i e l y o o  v h m n c t e p e
eiec ad wr  sm tn po n t btr f it pia   ni ri fc ny  p e cnu po t rog  ae le  h r r c se tn瓦 i n o o i o  l h e  y i s  m y o d ao e  D -C  vrr i s CD cneeds n. o t eg

A  g eo o h hf ic o p e sihg oeD -C  ee i    i mtd a  - ie yl - wr wcn- wr D c v t wh d n h f g e cn ,  o ,  i p e s i w t C o rr  n t
pl -ih  dli (WM)  pl-euny dli (F m ds r et .  u e d m uao P s w t o tn  ad sf qec mou tn  M)  eip s e Te n ue r ao P o s  n d h e cneeoe t ivlg cnobsd  m daa t i fqec o 1  z e ovrr re n t e tl e P t p a s  oa o r a WM oe  sih g  uny  MH w n t  c n r w e f  h t l d r t re 6 mA ad ut crn cnnosad r ipa-uet  h o crnilg( 0  )  i c r r t tuu n w k n  k r nad e  u e s  >  a a n n o u e o i ,  o s  e c r n d hsricn obs PM oe h eue s ih f qec o ls n  M z  ytec t l e F m d wt a  cd  t 吨 r uny  e ta 0 H i e t o r a d  i r d wc e f  h . s 5  f t ld rnis l<  m )  i ut cr nd cnnosesrg h eiet h o cr t ma( 6 A ad  co ur t  otuu,  i hgl f i e  u e s  l 0  n n a d r  e i i s n n i y c n u

oetn  ia  rg( 2 m )  ac e v io.  e uvl e h paowh lg a e 5 A old  n aa nA t o印t  grc s ri in r n 0 0  f  u t  t s  u oa e e t ae  - o r ri h t a 1 % t ai ad  uvu t c v tee sem d drg ct qic t 0 o h nc t op aeh o ee nr lp  e unwi h us n 2 f  ti e u t  ,  n rr  s  o ,  hh  e e e  p t l e  t e i e 
crndc a sTe p  ipmet ui C MC  p C S  e-gapoes ur t r s .  ciws  l n d n S 0 m  e e e e h h a m e e sg  . 5  MO mxdsnl  s i i r . c S uao ad tg us it t t  cnee oe t i li n t i rst i c e  t ovrr  re P /F m ds  m tn  e n e l n a h h s d a e  t p a s玩 WM PM oe ad n pr rs mes ih g we t m d p y g o l di r u tn Te t t efm s l s t i bte h ,  l i g d  / e  li .  o p o e s w cn e n  a e i a n o o l e ao h u u s a n g

vl e r e t n土 % t mx u qic t e ls  1 1 a t oa eo ils  t r s  h g r s a 2 ,  amm  e e crt  tn  1 n h h e  i us n u n e h 5  d  r s a A  e
m x u oe iec 叩 t9. ai m  fcny o 6 m f  i 2 %. C at 1  uss t i - w r  D p n p s  cnr sage C pr       dcse s ih g o e D -C i ie ad  tl  t i. at 2 hpe r  i s wcnp C rc l n o o t e s h e r dsi s  ss m  uteoe tg  ds d  f ac o t p psd  vrr e re t ye s c r pri m e a pr rm e  h r oe cnee cb h t t u ,  an o e  r n eo n f  o e  o t.

Cae 3 ou s  d i mtd  s e i cct  k Cae 4 s t h t i d e t eg eo o o m n  u b c . pr res pr n c h sn  h f  r t e  m a ii l s ht p n r o e
ss m t s u tn  t tg usT e C at 5 css  rvm n t t lb yt ac  li ad  i r l.  n  p r ius ip e et h cu e e i i ao n e n e t h h e d m s s s em o s  o d  a mae h p ps cnet f pai l lao. dtt r oe ovrr  r taapc i o  o d  e  e o cc p itn r 

% wr. -C nee pl-i mdli;  e eu c mdli;  y  d D D c v r ue d o a n pl- q n o a n hh os C o r ,  w t t s h  ut o u f e y  u t i sr o g
e ii c;  pwe fce y l o r n o w 

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高效率、 低功耗直流电压转换器芯片设计与实现

D 一C 基本类型进行介绍。 CD 根据输入、输 出电压的大小及相位关系,这三种基

本 称为: 压变 B k, 变换(os和降压 升 换( cB s。 类型 降 换(u 升压 c ) B t ) 一 压变 Bk ot u 一 ) 1 .I uk .1 B c 变换原理 2. -今 些 鱼 今


, 气 v 如

x v

、几

o V。 q川 I R加 ;

图 1 Bc 变换原理圈 一 uk

图1      一所示为 Bc 变换原理图。几 为输入电压,通常接外部供电电源 ( uk 例 如 电 。 , 氏 为功率开关, 池) 5和 实际系统中 5通常用具有很大宽长比的 MO , S管 实现,5则可根据控制模式的不 同 2 选择 由MO S管 ( 同步控制模式下 ) 或大功率 肖 特基二极管 ( 异步控制模式下 )实现.正常工作过程中,5与 跳 以一定的时 ,

间‘ ”“’ 开 , 中 ,开 时-、 整-- 关 期 比 冬) 为 通 间 轮一 ’ ”其’一”’ ’一 一间一 占 个 -- 一 例( 称 开 隔流 通 5一 通 的 开周的 ’ ’” ‘ 一 ’- 一 T

占 比用 表 ,‘的’一时-、 - 个’关 期 比 冬) 为 断 空 , D一” ‘ 开 一间一 占 一开 周一 例( 称 关 示一’ 通 整 -- 的  ̄ 一 一 ‘”‘一 r 一 ’一 T
占空比,用 D表 示。

首 设 5 2 理 关,开      和 5均为 想开 先假 1 通电阻 0 当 如 九 T 即刃 D 1 为 , +护 , 片七
时,图 1 一 2中X点的电 V 波形如图 1 压x 一所示 。

x V o t 。 认 n .俪

n o t      T
图1 3 -

K 决D 司 时的波形图 在 ,

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图 1 中, -      Ot - 3 .时间内S 开通, , 跳关断,服= 心, 电电源 V 通过 S和 电 供 ; . ,

感L向 载nw C 供电 时电 负 o和 a w ,同 感L 储存能 t 时 中 量.. 4 间内S开 S 2 通, , 关断 xo 感L中 t时间 储 ,v ,电 = 在 m 段内 存的能 放给 量释 负载凡 和 c , 此 口 o u ,因
一个时钟周期 T内 v 的平均值为: x

y  K 全 压 -= - +D'=D" = ’+ O D吃 . 气 t W O T       
T   

(11 .)

由图 1 可见,v 一 x的波形中包含直流分量和大量高频噪声,因此需要由电感 L

和电 C , 成的 通滤 容 u组 低 波器将 v 的 分 n x 直流 量滤出 作为 , 输出电 v. 给负 压 m供 载Ru 若忽略 纹 输出电 a可表 o。 t 小幅 波, 压v 示为:
七= 凡          D. (. 1) 2

1t . ,

才矛 ’ F
t      } .

, .  0 . , . . 砂

V  -- } V y % ,
1 -

工 △ 、

t            o n
图 14  在 D = 时的波形图 - h O'  1

(.    1 )式所示的比例关系也可通过对 电感电流 I 的分析得到,如图 1 2 L - 4所示。

01时间内 s开 S关 I以 (m M I 斜率 - - , 通, 2 断,L V- )  V L的 上升。oT t 时间内 S n - s
开通, , S关断, L Vu I以 oL斜率下降。 d 在稳定状态下, 每个开关周期内I的平均 L 值等于输出电流lt o,且每个周期始末左大小相同。因此有 u 从 Y  q - . V

?L(o 、VT ) 一 ?t  m -

(. 13) (. 14)

二 T 二. 一 、” y

在上述分析中,      我们假设 D D'1 电感电流 I在整个开关周期内 + =, L 均大于 0 . 这种工作模式称为电 电流连续模式.在电感 L 感 较小,负载 电 Ia 流 .较小或周期 T 较大时, 会出现 电 感电流 己 下降到0 而新的周期还未开始的情况, 称为 电 感电

流不 模式, 连续 其特点 ot<, DD<, 是t . T 或 + ' 每周期 nf +t 1 开始时 感电 电 流从0 开

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始上升。电感电 流不连续模式下的 V 和 几波形如图 1 所示。 x - 5

I( Lb T  )
蝙 l1 o . 0  一 } V V . .t o f

t Vt o iu n ,  m f

写工 △ 、
t     

L                 L

图 15  和 人 DD < 时的波形圈 -  K 在 P'  1

在图 1      - 5中,0t 时间内 S开通 , 关断,供电电 V 通过 S和 电 L -. o , 2 S 源 i . , 感

向 载凡 和 c. ,同 感L中 存能 无 开始以 (   , / 负 . m供电 时电 储 量, 从0 八 V )  . L的
斜率上升。o t 时间内 S开通 , 1 t-f eo i 2 S 关断,电感 L中在 t 时间段内储存的能量 o n

释放 载R 和几 ,L .L 下降 并 o时 下降到O t- 时间 给负 o w ‘ I以Vn 斜率 , 在t 刻 , ( g o T o f
内 S和 S均关断, , z 电感中没有电流, 由电容 Cw o 向负载Rn 电。 u供 , 采用对图 1 , - 3 1 - 4的分析方法,可得
t_ _        _ T一t _ t - _一t _ o

、= v T 一  - 学‘+ - T  v m u +  -m

( .) 15 ( .) 16

A气v 一 f I . 令o L , = 、
由 (.) (. 式 1 . 6 5 1 )可解得输出电压 V w o为: u

、= +5V T-7  j* m

D         

(. 17)

由式 (.) (. 0 2, 7 1 )可见,电感电流连续和电感 电 流不连续两种工作模式下

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均有 V,V ,因此这种 电路结构称为降压 ( uk 变换。 o<; M . B c)

1 . Bo 变换原 .1 os 2. 2  t 理 h

. V Cu ol t 凡u t

图 1s os 变换原理图 - Bot

图1 一所示为 Bot os变换原理图,图中符号定义与图 1 中相同。在电 电 一 感 流连续模式下,t+ gT = t= ,即D D' ,电感电流 I的波形如图 1 所示 。 o + = 1 L - 7

lt o u

气 -L

‘ . . 砂声

’ 二

}兰 压 乌 二
{ L }

工 △ 、

t     o n  T
图 17  在 OD' 时的波形图 - h F = 1

在 0t时间内S开 S关断,      - - 1 通, 2 供电电 v通 源 i 过电 a 感L 放电 电 对地 , 感 L中 能量, 存储 几以 VL的 率上 W 斜 升,同时电 C 向负 o供电.a T 容 a 载Rm t- 时 , 间内头开 S关断 供电电 通过电 通, , , 源 感L 载R 和 Ca , 时电 对负 o o供电 同 感L w m 中 储存的 量也向 载凡 和q‘ 放, 能 负 m 释 几以 ( . 几)L 率下降 采用 代 一 /的斜 。
对图 1 - 4的分析方法,有
又       一 V 跳

L = -= V L' 书了=.  L t g o
结合 t十 fT - t= 可解得电感电流连续模式下的输出电压 V o l m为:

(. 18)

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二合 =? 、
1 所示。 - 8

(. 19)

在电感电流不连续模式下,t+ fT      m t < ,即 D D' ,电感电流 几 的波形如图 o r + < 1

lt o u

,丁 ?、 △
t V-.    o .  t T n  V , f
图 18  在 OD < 时的波形图 - h F '  1 t     
L                  L

0生

在 0t      - m时间内S开通 , Z , S关断, 电电源 V 通过电 L对地放电,电感 L 供 i . 感 中存储 能 ,L VI 量 I以 ; . L的斜率上升,同时电容 Co o 向负载 R , , u o供电.o t 时间 t- t oo t

内S开 S关断, z 通, i 供电电 过电 源通 感L 载 F 对负 M和 c 供电 同时电 L o w , 感
中储存的能量也向负载R. Cm o和 o释放, , (o V )  , I以 vw一 i I , a L的斜率下降,并在 t 时刻下降到 0 tr o 6 .  T时间内 S和 S均关断,电感中没有电流,由电容 cw o  , z o 向负载 R , o 供电。 采用对 图 1 - 4的分析方法 , 有
乙 .二 一 . = t 七  ̄    L 一

又       1 v V一 V, -

L     

t . f

c 0 1 > . 1

可解得电感 电流不连续模式下的输 出电 V . 压 o为:
t +之          _ .

D+D

V= t.     . 气a,-D eV     .m



( .1 11 )

由式 (. .  1 可 看出在 电感电流连续和 电     ) (. ) 以 1 9 11 感电流不连续两种工作模 式下均有 几. 户殊,因 此这种 电 路结构称为升压 ( os 变换。 B ot )

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1 .3 c-os变换原理 . 1 B kB ot 2. u

T飞 S hI  i z VL  i   nL       S      t  
Cr a t 凡w . V 图 19 ukBot - Bc-os 变换原理图



图 1 所示为 B c-os变换原理图,图中符号定义与图 1 中相同,      - 9 ukB o t 一 注意 到此时输出电压 V o .与输入 电压 v 的极性相反。在电感 电流连续模式下, i a t+ fT m t= .即D+ = ,电感电流 几的波形如 图 1 0 o , D'1 - 所示。 1

/t o u

气 -L
t o n

,. " r

’二

V -


工 △ 、



圈 11   D0 = 时的波形图 -0  在 } '  h 1

在 ot时间内S开 凡关断, 电 几通 感L对 放电 感      - - w , 通, 供电 源 过电 地 ,电
L中存储能量,几以 VI ; . L的斜率上升,同时电容 几. 向负载 R 供电。t- w o n o T时

间内头开通, , ,电 中 S关断 感L 储存的 能量向 载凡m a释 几以凡在 负 和Cr 放, t .
的斜率下降。采用对图 1 的分析方法,有 - 4
又                             V-

A一 ’ t          I 亡‘ 学.  L f                    (2 1) . 1
可解得电感电流连续模式下的输出电 瑞 . 压 为:
D _                    _

‘一                             示Y  (3 1) . 1

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在电 电      感 流不连续模式下,t+O T o t< l即 D D' ,电感 电 无的波形如图 of t + < 1 流 11所示。 - 1

ot u


气 -L

t o n生 t   o  f T
L       

-工 i、 △
t     

图 11 h D < 时的波形图 -1  在 O'  1

在 0t 时间内 S开通, z      -. . , S关断, 供电电源 珠 通过电感 L 对地放 电,电 L 感

中 储能 I以VI的 率上 同时 容 C 向 载R 供电。ot 时 存 量,L ; 斜 升, 电 a 负 o . L w w t o 间 nf -
内 氏开通, : S关断,电感L中储存的能量向负载 凡. Cw 和 o 释放, 几以 代。 的 在 斜率下降,并在 t 时刻下降到 0 t - o f .  T时间内 S和 S均关断,电感中没有 电 o f r i z 流,由电 Cw 容 o向负载 Rt o供电。采用对图 1 的分析方法 , - 4 有
又                    V _

I 于、于. A一 一 o      t   L m                  (4 1) . 1
可解得电感电流不连续模式下的输出电压 Vw o为:
V‘ 二 又            = 二.
D _                    _

(. ) 15 1

, , ,, 、

一              D' “

由式 (. ) 1 5 可见,B c-os变换当中输出电压 V .     3,(. ) 1   1 1 uk o B t o与输入电压 u 珠 的比值等于一个开关周期内开通 占空比D与关断占空比D 的比值, ' 该比例有 可能小于 1 也有可能大于 1 ,因此这种电路结构可通过设置不同的开通、关断 占 空比来实现 降压和升压变换,即当 D D ( I ' 电感电流连续模式下 D 0 )时, <. 5 V t ;电路工作在降压模式, > ' o V, . o < 当D D( 电感电流连续模式下D 0 ) V 珠, >. 时, 5 > , - 电路工作在升压模式。由图 1 可见, - 9 输出电 Vu 压 o与输入电压 V 的极性相反, , ; . 因此这种结构也称为 “ 反号变换, o ,

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1. .2开关电源的三种控制方式 2
由 1. 节的描述可知,改变开关开通、关闭时间与工作周期的比例,开关      .1 2 电源的输 出电压也随之改变.因此, 为维持精确、 稳定的输出电 , 压 开关电源的

控制电 须能够 负载和 路必 随着 输入电 压的变 动调 o t 和T 例。 源电 化自 整t,  的比 oo f
这种改变开关开通时间 t、关断时间t 和工作周期 T o n o f 的比例, 即改变脉冲开 亦

通占 空比D和关断占 空比D的 ’方法, 称为 “ 时间比 制”7 按照时 率 率控 [ l . 间比
控制的实现 原理, 开关 电 源主要有三种调制方式 , 即脉冲宽度调制方式、脉冲频 率调制方式和谐振调制方式 。 () 脉冲宽度调制 (u e  tM dli ,       1 P l Wih  u tn P s d o ao WM) 脉冲宽度调制方式采用恒定的开关周期 T 通过调整脉冲宽度 (      , 即功率开关 管的开通 、 关闭时间) 来改变 占空比. 脉冲宽度调制的开关频率固定, 能够通过 合理设置开关频率值来避开负载 电 路的敏感频带, 简化滤波电路的设计。 但是由 于受到最小关断时间的限制,脉冲宽度调制所能达到的输出电压范围有限。

() 脉冲      调制 (ue  u cM dlo,  ) 2 频率 Pl F qe y  utn PM  sr n o a e i F
脉冲频率调制方式采用固定的开通时间 t或关断时间 t,通过改变开关工      o n u f 作频率 ( 即改变工作周期 T )来改变占空比。在脉冲频率调制模式下,开通、关 断占空比 能在很宽的范围内变化,因此输出电压的可调范围较 P 均 WM模式大 。 但是脉冲频率调制模式要求滤波电路能在较宽的频率范围内正常工作, 增加了滤 波 电路的体积和设计复杂度 。 () 谐振调制 (e nnC nee)      3 R s at  vrr o o t P      F 开关变换器是以 硬开关” WM 和 P M “ 为主要特征的, 即电子开关按外加控 制脉冲而通断, 控制脉冲与开关本身流过的电 流及两端所加的电 压无关。 而谐振 是以“ 软开关” 为特征的,即应用谐振原理, 使开关电源的开关器件中电 ( 电 流 或 压) 按正弦或准正弦规律变化,当开关管电流自然过零时, 使开关管关断, 或在 开关管电压为零时, 使开关管开通, 从而使交流开关损耗为零。 其中前者称为零 电流谐振调制 (C ) 后者称为零电压谐振调制 (V ) 谐振调制虽然减少了 Z S, Z S。 开关功耗, 但是相对于硬开关调制方式来说, 开关管的 沟道上具有较多的导通损 耗,因此一般应用于大功率、 输出电 压变化范围较窄的场合, 不适用于便携式电
子产品。

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1.P .3  2 WM控制模式及特点〔 7 1
在开关电源三种调制方式中,脉冲宽度调制 (WM)      P 方式应 用最普遍,因 此本节主要介绍电压型、电流型和迟滞型三种基本的 P WM 控制模式及其特点.

1 .1电压型 P .3 2. WM 控制

输 出电压反 馈

图 11 -2电压控制型 PM W 原理图

电压型 P      WM控制是2 世纪 6 年代后期开关稳压电源刚刚开始发展时所采 0 0 用的第一种控制方法,至今仍有广泛应用 。 图 1 2所示为基本的电压模式 P      - 1 WM 控制环路图。虚线框内的器件位于片 外, 其中的电 L 容 C . 电阻R 意义与 1 .节 中的定义相同.电阻 R, 感 、电 o和 . .1 2 F 和R ”构成分压电 路,用于对输出电 V 进行采样 。 E 是输出电容的等效 串 压 o m RS R 联寄生电阻,对系统的瞬态响应有很大影响。S P和 S 为功率开关管,其中 S N P 为 P S管,相当于图 1 MO 一中的开关 S.  N S iS N为 MO 管, 相当于图 1 中的开 - 2 关 S。由于 S 和 S Z P N在工作过程中通常要流过很大的电流,它们的尺寸很大, 需要专门的驱动 电 ( re)对它们进行驱动 。在大功率电压转换时,S 路 Di r v P和 S N也可能用片外功率管实现。时钟发生器产生固定频率的方波时钟信号,该信 号一方面直接控制 Di r 一方面供锯齿波发生器产生相同频率的三角波。电 re, v 压 型P WM控制只有一个电 压反馈环路。 输出电压经采样电路采样后得到反馈 电 压

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矛 万,它与参考基准 电 珠f 压 比较以后得到误差 电压 K。误差放大器 (A E )将 V e

放大 产生信 瑞 即 它 齿波一同 后 号 , 与锯 作为P M 比 W 较器的 入产 P M 方 输 生 W
波, 该信号经过驱动电路功率放大后得到开关管控制信号,以 此决定开关管的开 通与关断时间, 达到稳定输 出电压的 目的。 在实际应用中,由于电网的电压波动 等因素, 导致输入直流电压经常波动。当输入 电压突然变化时, 由于主电路有较 大的输出电容 q川 电感L 和 ,具有相移延迟作用,输出电压的变化也延迟滞后。 而输出电压的变化信息还需要通过误差放大器的延迟滞后才能传至 P WM 比 较 器来改变脉宽。因此环路的瞬态响应较慢, 导致输出电 压纹波大, 谐波分量也较 大。

电 型P     M控 优点主 门 ① 压 W 制的 要有 : 单一反 压闭 设计, 馈电 环 调试比 较容
易;②对输 出负载的变化有较好的响应调节;③P M 三角波幅值较大,脉冲宽 W 度调节时具有较好的抗噪声裕量;④ 电路实现容易,结构简单. 电压型 P      WM控制的缺点主要有: ①对输入 电 压的变化动态响 应较慢; 闭 ② 环增益随输入电压变化而变化, 使得补偿网络的设计复杂度增加; ③输出 L C滤 波器给控制环路增加了双极点, 在设计补偿网络时需要考虑将主极点低频衰减或 增加零点补偿。

L3 电 2 . 流型 P 五 控制 2 W理
由于电压控制P M源在单环控制过程中,电源电路中的电感电流未参与控      W 制, 是独立的变量。 而开关变换器为二阶系统, 有两个状态变量, 即输出滤波电 容的电压和输出滤波电感的电流。 开关电源的电流均流经电感, 将使滤波电容电 压信号产生一定延迟。 因此, 仅用电压采样的方法稳压,其响应速度慢、 稳定性 差,甚至在大信号变动时产生振荡而造成功率管损坏等故障的发生. 电流控制 WM 开关电源正是针对电压控制型的缺点发展起来的双环控制      P 系统, 根据最优控制理论, 实现全状态反馈的系统是最优控制系统, 可以实现最 小的动态响应的误差平方和指标, 因此采取输出电压和电 电 感 流两种反馈实现双 环控制是符合最优控制规律的。 根据控制模式的不同, 电流型 P WM 控制可分为 峰值 电 流控制和平均电流控制两个基本类型。

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1 . ! . | | | | | | |  ̄

图 11 崎值电流型 PM控制原理图 -3 W

峰值电流型 WM控制 (e C rnm d C noP      P Pa u et oe  tl  k  r - o r WM) 原理如图 1 3 - 所 1 示。 它既保留了电压控制型中输出电压反馈控制部分, 又增加了一个 电流反馈环 节,即采用电流监测模块检测功率开关管 S 导通时其 中 P 流过的电流,并产生与 之成正比例的电 流信号, 该电流反馈信号与斜坡补偿电流信号求和后通过电阻 R 生成斜坡 电 压信号 巧 。由于 S P导通过程中其电流等于 电 L中的电流,故 岭 感 反映了输出电流的变化。电 流模式控制环路的工作过程是: 固定频率的时钟脉冲 C K信号的上升沿驱动 S L P导通,随着 S P中的电流逐渐增大,巧也依一定的斜

率上升 当 V 到 V 时,W 比 器翻 驱动 变为 平, P , t 达 _ W P M 较 转, 信号 高电 S 关断, S 导 [ 看出 种控 N 通。7 1 可以 这 制方式 像电 型 不是 压 控制那 将误差 器的 样 放大 输出
与振荡电 路产生的固定形状锯齿波斜坡作比较, 而是与一个变化的、 其峰值代表 输 出电感电流峰值的三角波形或梯形尖角状合成波形信号相比较, 是一种固定时 钟开启,峰值电流关断的控制方法。

峰 流型P M控 优点 有[ ①      W 值电 制的 主要 ' 对输入电 输出 载的 具 1 7 . 压和 负 变化
有较快瞬态响应; ②具有瞬时峰值电流限流功能,无须额外添加过流保护电路。 峰值 电      P 流型 WM 控制的缺点主要有 : ①峰值 电流与平均电流的误差难以校 正, 使得实际输出电 压与预期输 出电压之 间 存在误差; ②抗噪声性差, 在开通占 空比 大于 0 时容易发生次谐波振荡, . 5 电流信号上的较小噪声就很容易使得 占空 比发生较大变化,需要增加斜坡补偿信号。

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翰出电 流反 烟

-I | ! | | 1 … t .

图1 4 平均电 - 1 流型P 控 理图[ W 制原 M 1 7

2 世纪 7      年代后期, 0 0 平均电流型 P WM 控制概念产生, 并于 2 世纪 9 年 0 0 代发展成熟, 在低压大电流高速 C U专用开关电源中得到广泛应用。图 1 4 P - 所 1 示为平均电流型 P WM 控制的原理图。 与峰值电流型P M 控制电路相 比, W 增加 了一个电流误差放大器 (A C )。电流误差放大器的正输入端为电压误差放大器 (A    E )的输出,这个输出经过电阻 R 产生输出电感电流平均值的控制基准。电 , 流误差放大器的负输入端为 电 流监测模块检测到的电感电流信号, 这一信号随着 S P的导通和电感电流 I的增加而上升,带有锯齿纹波分量。电流误差放大器的 L

输出 踢呻与 波发 锯齿 生器产 固定 生的 形状的 波信 共同作 W 比 器 三角 号 为P M 较

的 入 以 生P M 号 由 m 反 了 感 均电 与 准 流 误 , 输 , 产 W 信 . 于V , 应 电 平 流 基 电 的 差
这种控制方法被称为平均电流型控制。同时,由于在 S P导通过程中电流误差放

大 器的负 为一 坡, 相应的 Y y 波形带 斜 量, 输入 正斜 所以 . 的 - 有负 坡分 无形中 增
加了一定的斜坡补偿, 无须另外设计斜坡补偿电路。为避免次谐波振荡, 锯齿波

发生 器产生的 波 三角 信号的 坡斜 上斜 率应当 大于 S 通过 N导 程中 Y V 坡斜 . 上斜 -
率的一半。

平均电      W 流型P M控 优点主 [ ①平均电 流能 度精确 跟 制的 要有A , 感电 够高 地
踪电流基准信号, 保证输出电压的精度; ②不需要斜坡补偿; ③调试好的电路抗 噪声性能优越。 平均电流型 WM 控制的缺点主要有 : 电流放大器的增益和线性彦不加电      P ①

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压放大器容易控制;②双闭环放大器带宽、增益等配合参数设计调试难度较大, 电路复杂度高。

1 .3迟 . . 滞型 P M控制11 2 3 ` V 80 11 - 1

厂一 ̄ ̄一一一一一 ̄一一一-一一- l - 晰 Jd ii
叭 A 侧

月.- 卜









图 11 迟滞型 PM -5 W 控制

图1 5      为 - 所示 迟滞型P M控 (ye s P M  no 原 1 W 制 Hsri W C tl 理图. tes  o r) 迟滞 控制也 纹波 制控 (i l eut Cno , 通过 滞比 将输 称为 调 制 R p Rgar tl 它是 迟 较器 p e  lo or) 出电 反 号 V 限 在分别以 V W 和 V, 上、下 压的 馈信 F 制 s L  --为 O } 边界的 滞窗口 迟
内, 从而达到控制输出电压的 目 的。 迟滞控制下的输出电压波形如 图 1 6 - 所示。 1 其中

' +  _ 1 r , ( Y  .= ) V    、 = ,  ,1) (V +  }  , 1 _

( .6) 11

( .7 11 )

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纹波△ V

图 11 迟滞型 PN 出电压波形图 -6 W输

当V 低      R i , 考电 选 开 a 将V h 接 迟 比 器 正 F 于V h 时 参 压 择 关h s r  g h ei 入 滞 较 的 r  g h
输入端,此时迟滞比较器输出高电 ,S 平 P管导通 , 出电压 瑞 宜 输 上升。当 Ve F

上 至V h时 迟 比 器 出 转 低电 , P 关 ,N管 通 升 ,i , 滞 较 输 翻 为 平 将S管 断 S 导 , C  g h 使 出 压编 下 , 时 ro 入 滞比 器 正 入 当场 下 至 输 电 降 同 将V l接 迟 较 的 输 端。 cw r  降
Vr  迟 较器的 翻转为 平, S 管开 S 管关断 使输出 ,I e-时, 滞比 输出 高电 将 P 通, N , 电 V 上升, 选择 Vr  迟滞比 器的正 端, 压 O W 并 -h 接入 i g h 较 输入 开始新 控制 的 周期。
可以 看出, 在这种控制方式下, 不考虑控制环路中的延迟等因素影响, 输出电压

V 被 全 制 oh和Vt  间 具 绝 的 定 o 完 限 在V i o]之 , 有 对 稳 性. w w  ow g h
迟     M控 优点 滞型P W 制的 主要有nO [ i 电 接作为 :  输出 压直 迟滞比 器的 较 输入,
不需要经过误差放大器和斜坡 比 较, 环路简单且没有调整延迟: ②不需要设计补 偿电路,稳定性好 。 迟滞型 P      WM 控制的缺点主要有:①功率开关管的导通、关断时间与输入 电 压 V 及负载电流 lt ; , o大小直接相关,即在不 同的输入电压 V 和负载电流 l o i . "条 件下具有不同的开关频率, 增加了滤波电路设计的复杂度, 且容易产生变频噪声; ② 电感电流 几不受控制,实际输出电压的纹波大于图 11 中所示的 V -6 △ ;③系统 延迟对输出电压 Vw o 的稳定性和精确度有很大影响, 需要设计快速响应的迟滞比 较器及功率开关管的驱动电路,因此对功耗的要求增加。

3低功耗考虑
便携式电子产品以电池供 电,      减少功耗意味延长电池的寿命或两次充电之间 的时间间隔, 减少供电电池的数量, 减小便携式电子产品的重量和体积, 节约能

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源和成本 。因此如何降低功耗,提高转换效率成为便携式电 I 设计中需要考 源c 虑的主要 问题。本节依然 以开关电源为例讨论电源 I 的低功耗设计 问 c 题。

1 1开关 电 3 : 源芯片的功耗组成
开关电 芯片的 耗来 分为四 要类 [,即 态功 传输    源 功 源可 个主 别 1 静 耗, 功耗, l
驱动功耗和交流开关功耗。

L L 静态功耗 . 3 I
静态功耗是维持开关电源芯片内部各模块运行所需的直流功耗,      其大小与输 入电压及片 内各模块或支路的直流偏置电流成正比. 可表示为

O 几? P= 几       

l ) ( 8 l .

由 1 节的描述可知,开关电      2 . 源芯片内部通常包括时钟振荡器,锯齿波发生 器,误差放大器,P WM 比较器和驱动电路等模块。为防止芯片运行温度过高, 或出现电压、电流过冲导致元件损坏,开关电源芯片当中通常还需要高温保护、 高、 低电压保护和过流保护等模块。这些模块的高性能运行通常要求复杂的电路 设计和较高的直流偏置电流 ( 通常几个毫安左右) ,因此在设计开关电源芯片时 需要考虑静态功耗与性能的折衷。

L 1 传输功耗 .2 3.
传输功耗主要是指开关电源芯片输出级上的功耗,      包括功率开关管导通电阻 上的功耗以及片外电感、电容的等效串联 电阻 ( 双) 几 上的功耗。传输功耗的大 小与输出电 的平方成正比,并与器件的物理参数直接相关,近似可表示为 流

凡 猛2 +        ) 目= ? 几R 凡
开通时的沟道电阻近似为
l           

(1 1) . 9

开关电源芯片运行过程中,      功率开关管交替工作在截止和深线性区, 功率管

凡 =

( .0 12 )

, 尽‘一 ) x o c ( ‘
乙           

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其中 q‘ 是单位面积的栅氧化层 电容, 其大小取决于芯片流片工艺下的栅氧化层

厚 . 是 流 的 面 移 . 是 率 关---- 的 长一, 常一 一 度 ; 载 子 表 迁 率 黑 功 开 管 极-一-- 通’大 栅 宽比一 - 于 L                                     - - - -
万。凡5 是功率开关管的栅、源 电 压差,在功率管开通时约等于系统的输入电压 几。下J 场 是功率开关管的阐值 电 压。功率管的开通沟道电阻通常在几百毫欧姆左

右, 于声 不1 温 由 和 节 都是 度的函 因 沟道电阻以 传 数, 此 及 输功耗 温度 也随 变化而
变化,沟道 电阻随温度的增加近似为+5 ℃。 2 %/ 片外电感、电容的等效串联电阻的大小通常在几个到几十个毫欧姆,      并且随 着电感值 的增加 以 电 及 容值的减小而增加. 在开关频率较高的应用中, 片外滤波 电路的电容值通常很小, 在几个微法左右, E 约为几十毫欧姆.随着开关 电 尺s R 源 工作频率的增加, 片外电容不断减小, 其等效串联电阻值也随之增加, 从而引起 更多的传输功耗。

L l 驱动功耗 l3
驱动功耗专指功率开关管在开通或关闭过程中驱动 电路对其栅极电容进行     

充、 所消耗的 耗。 关电 片工 放电 功 若开 源芯 作频率 为厂 功 关管的 率开 栅极电 容 为 临扭 系统的 , 输入电 为 几, 单位 压 则 时间内 耗的驱 耗可 消 动功 表示为:

几 = 心临        妞f .

. ) l1 (2

在高输入 电压, 大输出电 流的开关电源芯片当中, 功率开关管具有很大的面积和

宽 长比 其栅极电 几烤 有几 法, , 容 大约 个皮 驱动功 总功 耗占 耗的比 也较高。 例

LL . 3 4交流开关功耗 2 1
交流开关功耗是指功率开关管在开通或关 闭过程中其沟道 电阻上消耗的功     

耗。 交流开 耗的 关功 产生是 于功 关管的 理想特 即具 启时间( 由 率开 非 性, 有开 场) 和关断 时间 ( )( 佃1 通常为 十纳秒) 几 导致。 流开关 耗由 部分组 交 功 两 成,以图
11 至 1 中的功率开关管 S 为例:①在 S 管开通瞬间,其沟道 当中的上升 一 2 一 巧 P P 电流和沟道两端的下降电压有重叠,造成导通损耗;②在 s 管关断瞬间,其沟 P 道当中的下降电流和沟道两端的上升电压有重叠 ,造成关断损耗。

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交流开关功耗可 以根据功率开关管开启和关闭时间内的沟道两端电压和沟      道电 的 流 动态曲线计算。首先考虑最理想的开关情况,即功率管开启或关闭时,

沟道两 压和 端电 沟道电 变化同 开 流的 时 始,同 束。 时结 如图17 - 所示: 1

司 ̄ 卜 沟道 电流

阅 ̄ 道 电压 卜沟

图 11 理想状态的功率开关管沟道 电 -7 压、电流曲线

功率开关管开启过程中的导通损耗为

,卜 I ( It ( P)) . 、 (t Y  td 6 .t l V=
因此整个工作周期内的平均功率为

(12 ) .2

P w

I凡 p .  t
6    T

( .3 12 )

同理, 在功率开关管关断过程 中, 可求得关断损耗和整个工作周期内的 平均功率
分别 为

, =IVt V  、 犷tt It ((=6 )  -- -d )
I Y  . t s o P =    . 6 T

(12 .4) ( .5 12 )

设 t-  可 得 的 流 关 率 偏=  t , 求 总 交 开 功 为 a s s  w
气t w P 瑞      s w= 3T s
( .6 12 )

下面考虑最差情况下的交流开关功耗,      即功率管开启时, 沟道两端的电压一 直保持最大值 V , ; 直到沟道电流上升到最大幅值 Ia . a后电压才开始下降。同样, 在功率管关断时,沟道电流一直保持最大值 It u,直到沟道两端的电压上升到最 u 大幅值 几 后电流才开始下降。如图 1 8 - 所示: 1

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月- 道 电流 卜沟

阅 曰 一沟道 电压

图 11 最差状态的开关功率管沟道 电 、电流 曲线 -8 压

功率开关管开启过程 中的导通损耗为
__

wy= wt +_ ( 代                ", tu '  v ) ( _ s W
因此整个工作周期内的平均功率为
_              I. ‘ _ K r              之‘=} - t_+t             

、 乙 _, Y _

< 7 1 ) . 2

‘ Z 、W _          0 T I ”b 即 2 ’    n 0 t e p v -         
分别 为

(.8               1 ) 2

同理, 在功率开关管关断过程中, 可求得关断损耗和整个工作周期内的平均功率

。 = (+) 。警 t t ,  6v u  _ w P争 (十 ) r t t u ,  = -v ,_ a . 
设场 = = = f t , 求 总 交 开 功 为 蜘 t 气. s 可 得 的 流 关 率 v _ w  u  =  w
2,气t 1 s E w Pw s =      T

( .9 12 ) ( .0) 13

(. ) 131

1. .2几种低功耗设计方法 3
开      片的 效率 口定义 芯片 关电 源芯 转换 为 输出功 从供电 源获 功率 率与 电 得的
之比, 近似可以表示为
冲=

12          .人

1Z 十Q   6+  .R P+w + j P, c P P S w ,

( .2 13 )

当芯片的输出电 I 流 =较大时,(. ) 1 2 式中的分母第一项占主导, 3 而后四项的大

小相对 忽略, 此转 可以 因 换效率t ) 较高。 输出电 "较小 接近 当 流I 甚至 于零时 , (. ) 母中 项的 用开始 现, 转换 12 式分 后四 3 作 显 使 效率n 低。 此, 取一 降 因 采 些
电路结构或设计方法来降低开关电源芯片的静态功耗、 传输功耗、 驱动功耗或交

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流开关功耗, 是改善芯片的转换效率, 尤其是输出电流较小时的转换效率, 延长 供电电 源的使用时间的必要措施。

1.1软 . . 开关 (o s ci ) 术[ 3 2 s 初t n 技 5 t f hg ]
上文讨论的 WM 控制是一种硬开关技术,即功率开关管开启或关断时,开      P 关管两端的 电压或开关管沟道中的电流不等于零 ,存在着交流开关损耗。由

l1 式 见 随 开 电 芯 工 频 f 提 , 流 关 率尸 也以 (3) 可 , 着 关 源 片 作 率 的 高 交 开 功 s . w
正比例增加。 世纪 7 年代开始,用于高频开关电源的软开关技术逐渐发展起 0 2 0 来。 软开关技术包括零电流开关 (C 和零电压开关 ( V 。      Zs ) Z s 在功率开关管开 ) 启或关闭的过程中, 开关管两端 的电压或沟道中的电流按照正弦或准正弦规律变 化,当沟道中电流为零时, 使开关关断, 或在开关管两端电压为零时, 将开关开 启。其沟道电压、电 曲 流 线如图 11 所示,可见在软开关作用下 ,开关管沟道 一 9 电压的上升、 下降斜坡与沟道电流的下降、 上升斜坡没有重叠, 从而没有交流开 关损耗。
叫 ̄ 卜 沟道 电压

‘. - 沟道 电流 死 区时间 图 卜1 软开关沟道电压、电流曲线 9

1 .2 .2 变频 ( r b f qe y 技术1 [ 3. a ae Vi l un ) e r c ,, ,刀 卜
变 指开 源芯 据输出 流的 小调整 频率, 功率 关管的      关电 片根 频是 电 大 工作 即 开
开关频率。由 (. 式可知, l2 ) 1 功率开关管的驱动功耗与开关频率成正比,因此 在输出电流较小时,采用开关频率降低的 PM 工作模式,对降低驱动功耗 , F 提 高转换效率具有显著效果。

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1. 功 开 缩放 术 ( wr  FT n) s . . 率 关 技 P eM SE slgM 1 33 2 o O c a i H1
开关 电      源芯片中的功率开关管通常是 由 若干宽 比比较小的 MO 管并联而 长 s 成。 功率开关缩放是指开关 电 源芯片检测输出电流的大小, 并根据检测结果选择 性的启用或关闭部分 MO s开关管的技术。同样由 (. )式可知 ,功率开关管 11 2 的驱动功耗与开关管的栅极电容大小成正比, 因此功率开关缩放技术在输出电流 较小时将部分 MO 开关管关闭,能够减小等效栅极电容, s 达到了降低驱动功耗
的 目的。

1 .4 .2 低压 3. 驱动技术[-1 1 2 2 2 0 1
(. )式中影响驱动功耗的另一项是系统的供电电压 几,低压驱动技术      11 2 便是针对这一项而作的改善。 在开关电源芯片内部, 有高频运行的数字控制模块, 其中的各个门电路输入端也不可避免地消耗一部分驱动功耗。 因此在系统供电电 压 V 较高的应用中,首先将 V 进行降压 ( ; . i . 通常采用线性降压稳压器) ,再用降 低后的电压对芯片内部模块进行驱动,也能够一定程度上降低功耗。

1. .2 3. 5如何降低静 态功 耗
静态功耗与电路性能往往存在着折衷关系。      降低静态功耗, 意味着减小直流 偏置电流,便意味着 降低误差放大器、P WM 比较器等模块的响应速度 。除了采 用低压低功耗 电 路结构外, 常见的做法是根据当前芯片运行状况, 选择性地关闭 一些暂时不需要工作的模块 的供电,从而减小一部分静态偏置 电 流。

1 . 4主要技术指标
本文提出的高效率、低功耗直流电    压转换器芯片性能指标如下: 输入电压:        本文提 出的直流 电压转换器芯片拟应用于便携式电子产 品的电源管理模块      当中。 目前大部分便携式电子产品采用铿离子电池供 电, 电池电压在 34  - V左右。 向上考虑 2 V的输入耐压余度,本芯片的输入电 压范围设置为 36  -V ,首轮设计

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中我们采用 4 的输入电压。 V 输出电压:        本文提出的直流电压转换器芯片仅实现降压功能,      预计输出范围 0  ̄ . 输入电 7 压.首轮设计中我们采用 1 V的固定输出电压. . S 输出电        压精度: 输出电压精度定义为稳态实际输出电压与输 出电压预计值 的差相对于输 出     
.__ ,  ̄ * ,‘ 。 △又. , ,, . ‘ 一二 钾 …‘ *  ̄ ‘ ̄、 幼 二, . 一、 , , ̄ 二‘ 二 甩 压 钡 T 诅 四 比 但 , 即 土- 巴 。今 义 捉 山 网 且 侃 电 庄 节 沃 命 心 万 爹 水 捌 由 吧 压 r 分 锰                             

精度在士2 %以内。 输 出电压纹波:        输出电压的纹波用芯片正常工作过程中输出电压波形的峰一      峰值相对于输出 电压预计值的比值表示。本文提 出的直流电压转换器芯片要求输出电压纹波在 2 %以内。 输出电流范围:       
0 2 0nA     1 。 、5

转换效率:          转换效率的提高意味着电池供 电时间的延长,      同时也意味着损耗的减少, 即 发热量的降低 , 从而促使开关电源芯片可靠性和功率密度的提高。 本文提出的直 流电 压转换器芯片要求在整个输 出电流范围内具有峰值超过 9%的转换效率, 0 在 输 出电流 1m 0 A时要求效率仍保持在 9% 0 左右. 待机电流:          为降低芯片的静态功耗 ,      拟在空载或输出电压超过预计值+% 2 时引入待机模

式, 机状 下芯 耗的 待 态 片消 静态电 小于 1p 。 流 5 A
线性调节能力:          线性调节能力用输入电压发生单位大小 ( V)的跳变时的稳态输出电压      土I 的变化量相对于当前输出电 压预计值的比值表示, 本文提出的直流电压转换器芯 片在首轮设计中要求该变化量不超过 2 %。 负载调节能力:          负载调节能力用输出电流发生单位大小 ( o m )的跳变时的稳态输出      士l A 电压的变化量相对于当前输出电压预计值的比值表示, 本文提出的直流电 压转换

2                                                  6

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器芯片在首轮设计中要求该变化量不超过 2 %0
过 流保护 :         

为防止输出功率管当中流过的电流过大 ,      造成芯片温度过高或器件损坏, 本 文提出的直流电压转换器芯片拟采用上限为40  8m A的过流保护. 软启动:        芯片上电后初期,      输出电 尚 压 未完全建立, 系统处于不稳定状态。 为防止在 此过程中出现电压或 电流信号的过冲 , 要求芯片具有软启动功能, 启动时间 80 0 u 左右。 s

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第二章 系统结构和性能分析
根据第一章的描述,      综合考虑系统性能、 功耗和电路设计复杂度, 本文提出

的 直流电 转换 ( 下 压 器 以 简称D -C 芯片 CD ) 采用同 控制 (ycoo ) 关 步 S hn s 开 nr u
电 源降压稳压器 (uk Bc)结构 。在输出电流较大,外接电感当中的电流连续时,

采取电 控制的 冲宽 制 ( 下简称P M) 式运 工作 压 脉 度调 以 W 模 行, 频率 1  . Mz H
在输出电 流较小, 外接电感当中电流不连续时, 采取 电压迟滞和峰值电流双重控 制的脉冲频率调制 ( 以下简称 P M)模式运行,工作频率在 0 MH 以下。具 F . 5  z 体的系统构架、工作模式转换和性能分析将在本章 内 详细说明.

21  -C芯 片原理 .D D C

厂  ̄ 巡 E — — ,「 — .云- -门 — — q 一 - 肚丑 L

, 1 1 1 1 . 1 勺 1 1 1 1 ! | 一

图 21  D 芯片原理图 - D C C -

图 21      - 所示为本文提出的 D -C芯片原理图.图中虚线框内为片外电路; CD R. o 为负载电阻, 通过它的电 流为输 出电流 14凡以 .1 两端的电压为输出电压 Vc oc u

C, 外接 m a为 滤波电 用 滑输出电 . 容, 于平 压波形, 等效串 阻RS W 其 联电 E 对P M模 R
式反馈系统的稳定性和负载调节时的瞬态响应具有重要影响;L为外接滤波电 感, 用于平滑输出电 流波形; F R2 比 Rl F为 例可变的分压电阻, 和 用于对 V, o进行 n 分压以产生反馈信号。本文将 D -C芯片内部的基准参考电压设置为 50  CD 0m V

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( 原理图中没有画出) ,因此系统稳定状态下 瑞 t 的值可由下式确定:

、?’ 一 ” 〔 m 1 v 劲

( .) 21

S s     为片 内功率开关管,其中 S P和 N P管是主开关,为 P型 MO S管, 管 N s 是同步开关, N型 M S 为 O 管。 P s 管的栅极驱动信号由 P S和N WM 控制模块或 P M 控制模块产生, F 并经逻辑控制单元输 出。由于 S 和 s 管具有很大的宽长 P N 比和栅电容,逻辑控制单元中还包括 了必要的驱动电路,一方面保证 S P和 S N 管能在较短的时间内 ( 通常为几十纳秒) 开启和关闭,另一方面还需要防止开关 切换过程 中出现 S P和 s 同时开通的情况,否则将在系统的供电电源和地之间 N 形成一条低阻抗通路,流过很大的电流,导致芯片温度急剧升高甚至损坏器件。 工作模式选择信号由逻辑控制单元产生,其作用是选择芯片工作模 式并控制 P WM 和 P M 模式间的切换。输出电 F 压检测模块检测 心 t 的反馈信号,在 于 谕 未达到由 ( 1 式确定的预计值之前使电路维持在 P 2 ) WM 模式。 PM 模式下, 在 F

输出电 测模 定了 压检 块限 输出电 上 代 的 界 瑞七 二者的 值将 压的 界 叼1和下 加, 取
在 2 节给 出具体说 明。 . 4 输出电流检测模块用于检测流过电感 L的电流。 P 在 WM 模式下,当 s 开通过程 中电感电流出现过零点时,即电感电流不连续时, N 该模 块通知逻辑控制单元使系统转为 P M 模式.为提高电流检测和判断效率,电流 F

检 测模块 s 管 通过 也会 在 P 开 程中 检测电 流, 感电 并在电 值低 流峰 于预定 坛p 值
时,认为系统己进入 电感电 流不连续状态,通知逻辑控制单元使系统转为 PM F

模式. P M模 在 祠 式下, 流检 块限 感中的 值电 布 。 和 今 电 测模 定电 峰 流 公 坛p 泌
的具体取值将在 2 3 . 节中给出。为防止 电感中电流过大,芯片采用 电流限制模 . 6

块. S 管 通过 在 P 开 程中, P 的 若S 管 沟道电 流即电 流 预定值石 电 感电 超过 画, 流
限制模块将令 S 管关断,从而使电感电流开始下降。电流限制模块的一个辅助 P 功能是实现芯片的软启动, 即在芯片上电后的一段时间内,设定的电流上限石 1 暄 由小逐渐增大,最后才达到上 限4 川 ,这样使得电感电流也随之有一个逐渐 0 8 A 增加的过程 , 避免了电流过冲. 电压保护电路持续监测芯片的供 电电压, 低 在供 电电压小于 3 V时将芯片关闭,并在供电电压回升后令芯片重新开始工作。

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2 D - C芯 片工作 状态转换 . CD 2 

图 22 CD 芯片系统工作状态转换图 - D-C

基于 2 节当中对芯片原理图的描述,      . 1 可得芯片系统工作状悉转换图,如图
2 所示。 一

芯      , 电 几 尚 完全 立, 小于由 (. 确定的 片上电 初期 输出 压 m 未 建 远 式 2) 1 预计
值。 为了使 电 路各部分能够平缓上 电, 避免电 压或电流的过冲, 要求电路处于软 启动状态,以P WM 模式工作 。 软启动通过电 流限制模块对电感电流峰值的限制 实现 。 一般情况下, 该模块设定的电感电流上限 b} st .按照 10  20  ,  i 0m A.  M 30 0 A 0

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m A的次 序逐级 增大, 持续时 约 2 哪, 达到 工作时的 流上限 每级 间 5 0 最后 正常 电 4 m, 0 8 A 软启动 完成。 启动时 约 7 声。 软启 程中,由 输出 软 间 5 0 若在 动过 于 电 流如 较小 而使得电 流 部分 给片 波电 汤充电, 感电 的大 用来 外滤 容C 1 输出电 飞 压不 ‘
很快上升到预计值,电 路也认为软启动完成并将 电 流上限直接增加至 40 1O 8 n A

输出电     几 达到 值后, 路进 定工 压 以 预计 电 入稳 作状态. 此时若 输出电 场 流
较大,电感中的电流连续, 芯片以P WM 模式工作, 开关频率固定为 I 之 若 MH . 输 出电流 如 较小,使得 S P管开通过程中的电感电流峰值低于电流检测模块设

定的Ip s 管 通过 o t s 或在 N 开 程中 感电 现 电 流出 过零点, 片以 P边模 作, 芯 I F 式工
开关频率小于 0 MI . . ] S 吃 在 PM     模式下,当输出电压 瑞 . F 达到输出电压检测模块设定的电压上 限

踢吵 助 , 进入待 状态。 功 关管s 和 s 均关断, 时 芯片 机 此时 率开 P N 芯片中 大部
分模块电路也被关闭, 只有低电压保护模块、 输出电压检测模块及逻辑控制模块 保持正常工作,芯片的静态工作电流降至最低。在待机状态下,片外滤波 电容 〔宝 如 对负载电阻 凡口 放电, 输出电压 瓶 t 下降, 下降时间与输 出电流 碗 的大小成

反比 若 际 下降 几 1, 。 至 咬洲 输出电 压检测 将通知 辑控制 块使芯 模块 逻 模 片重新
进入 PM 工作模式。 F 在芯片正常工作过程中,      如果供电电 珠 下降至低于 3 低电压保护模块 压 V, 将通知逻辑控制模块使芯片进入掉电状态。 在掉电状态下, 除了低电压保护模块 和基准电压、 电流产生电路之外,其余所有模块都被关闭,功率开关管 S P和 S N 也处于关断状态, 出电压 E t 输 山随着片外滤波电容 C 谕对负载 电阻尺 浏放电而下 降。待供电电压 几 回升后, 电压保护模块将通知逻辑控制模块使芯片重新开 低 始工作。

. WM 控制环路 2 P 3
在输出电压 飞 低于由 (. 式确定的      不川 21 ) 预计值或 电感电流处于连续状态时, 芯片 以电压控制的 P WM模式工作。 一所示为P M 模式下的电 图2 3 W 压控制环路. 图中简化 了逻辑控制模块的电路,略去了功率开关管 s 和 s 的驱动模块。殊 P N 为芯片的供电电压: 是基准电压产生电路生成的大小为 s m 珠f o V的电压基准;

代 为 S 管导 , 与 P 通时间 对于 周期 空比D和供电 压 珠 之 相 工作 的占 电 积成正比

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高效率、 低功耗直流 电压转换器芯片设计与实现

的电 信号, 凡 压 有 啊司S * 〔尤 钟 器产 频率 I H 的 信 D 氏; 艺 为时 发生 生的 M z 时钟
号 。G 模块是误差跨导放大器,它将输出电压的反馈信号 F 与 珠f M B 的小信号 误差 电压 性转换为误差电 i 电压/ 流e ; 电流转换模块产生随供电电压 氏 增加而增

加的电 信号后, 流 并与i 对电 c充电 电 c和N O 管 M 组成 e 一同 容 l ; 容l MS I 锯 齿 波发生电 当 M 关断 C 上 压以 ( 户 / 的 路, , 时, 。 的电 爪 动 c 斜率升 l 高,当 M , 开 通时 c对地 , l 放电, 此 c上 因 l 极板的 压 电 信号为 齿波。 齿电 锯 该锯 压与 瑰呻
作为 P WM 比较器的输入端, 产生 P 月 ,“控制信号, 并经 D触发器控制功率开关 管的开通与关闭。

礴-

















户.

输出电        压反馈
图 23 p 模式控制环路图          - 湘

稳定状态的P      WM 控制环路工作过程如下:在每个时钟周期开始时, 艺 C 炙产

生一 个时钟 升沿, 触发器 上 D 触发, 端 为低电 因 s 管导 s B Q 输出 平, 此 P 通, N 管关闭, 过电 L的电 几以 ( 心./ 的 率增 流 感 流 寿 ) L 斜 加。当 几 几 时, > “ 瑞t
开始上升。在此过程中,M: 的栅极信号 五 N为低电平,爪f 1 c 充电。当 和. l 对

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C上的电 超过 V V , W , 压 . 时 P M比 器输出 转为 平, 发器复 Q - 较 翻 低电 D触 位, B
端输出为高电 , S 平 使 N管导通, P S 管关闭, 流过电感的电流I以 V t L .L的斜率 O

下降。 LI 时, w开 当I . <W V. 始减小。 与此同 E 翻转 时, N 为高电 使M 管 通, 平, : 开 电 , 地放电, , 电 容C对 当C上的 压低于V 时,W 比 器输出 转为高电 W - PM 较 翻 平。
至此 电路完成一个时钟周期的 P WM 控制并等待下一周期的 C K上升沿到来。 L 下面具体描述一下该 P      WM 控制环路如何调制并维持输 出电压 踢 扭 的稳定。

为 说明 时 信号 CK P M比 器的 便于 , 钟 L ,  W 较 输入 V M 凡I输出电 W o  .和 , - 压P M t
波形及功率开关管 S P的栅极信号 S。 P 波形如图 2 所示: - 4

CL K



尸 即M, t t r




L _ I , u L
厂 | l l 厂

l L

略 一 性 一净            二 卫

广 |

S A P

t o n
图 24 p 控制波形图 - 侧

t o 和 W. 分 -y  - y  别为P M比 器输出 下降、 延迟, w W 较 的 上升 通常可 固定 看作

值。 锯 波 号 玲 超 V V , 经 . m 的 间P M比 器 输 在 齿 信 I 过 - 时 需 过ty  时 W 较 的 - k ” b
出 翻 才能 转为低电 当 平。 电容C放电 得锯 压 V, V w ,同 经 , 使 齿电 c 低于 c 时 样需 - 过 t¥p 时间P M 比 ._ dy 的 ,y W 较器的输 才能 为高电 首 虑实 分的 出 翻转 平. 先考 线部 波
形, 假设此时芯片工作在稳定状态,即输出电压 心 . 满足式 (. 。 CK的每 2)在 L 1

个 上升沿 到来时 P 翻转为 平, c以 (-i / 的 上升, .S c 低电 v: I+ )  斜率 , .C f l 经过 t P

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时 间后 VI w 。 过 ta o P M 比 器延迟 SG 转为 平。 c V, 再经 dy }的 W = p e_ ld 较 后 P 翻 高电
可求得每个工作周期内S P管的开通时间 t m为: t .=

V ' - C 1  ,
I te r i e f 

( .) 22

t=, ty           o t十<,                            d a b -  (3 2) .
现在考虑虚线部分的波形。假设芯片的输出电压有一小幅扰动,使 Vn a 增加为 ,

Vr由 o 。 于输出电 的 信号F 接至 跨导 器G 正输 '   压 反馈 B 误差 放大 M的 入端, G 故 M
输出的小信号误差电流变为 i且 i>  在 〔 K的上升沿到来时, P; e ei ' 't 。 Z S( 翻转为低

电 v 以(ei / 的 率上 经 P 后 Vt -P再经 tao 平,c I+'C 斜 升, 过t’ , re l f )  时间 C V 。 过 dy w = e_ n ld
的P WM 比较器延迟后 S , 八 翻转为高电平。 可求得此时每个工作周期内 S P管的 开通时间 t, e为: a t P -

Vm C a '  p}
I 十.  , i . I

( .) 24

t'偏-e,                                   -= + e} ts a  d (5 2) .

由 e i 因 w t 则t< , S 管 开 空 D由 输 电 o 于1 e 此t< , a t 即 P 的 通占 比 于 出 压Vt ' , >  'w na 'n u
的增加而有所下降, 以 所 受扰动的输出电 瑞 . P 压 在 WM 调制的作用下能够逐渐 恢复稳态值 。 以上所述 是输出电 V .     的 压 a的反馈环路工作原理。 反馈的作用下,能够保 在 证系统在输 出电流发生跳变时能够及时响应, V , 令 a不发生大的波动。 n 然而反馈 环路是一个慢响应通路, 在芯片的供电电 V 发生跳变时, 压 i . 往往不能及时响应, 而是输出电压 v 首先随 珠 发生波动, o w 该波动经过误差跨导放大器 G M和 P WM 比较器两级延迟后, 再对功率开关管的开通占空比进行调制。 这种通过反馈环路 的调制通常需要数个工作周期才能达到稳定状态 , V 跳变越大,响应时间越 且 ; . 长,V t o的波动也越大。 u 为了改善系统在供电电压 几 发生跳变时的线性调节能力,该 P      WM 控制环 路当中还包含了 输入电压前馈通路。如图 23中带箭头虚线所示 , 电电压 殊 - 供 通过电压/ 电流转换模块产生一个随之增加而增加的电流信号 1 ,并与 l 同对 , f c 一

电 , 。由 (2,  ) 知, 供电 压 V发生正 容C充电 式 2 ) (3 可 当 . 2 . 电 i . 跳变时 流I ,电 r c f 增加, 使得电 , 充电时 , 容C的 间t减小, P 于是S 管的开 P 通时间t及开 空比 - 通占

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D也减小。 输入电压前馈使得供电电压 氏 的跳变对功率开关管开通占空比D在 一个工作周期内产生影响和调制 ,提高 了系统的响应速度 ,并减小了输出电压 V 在此过程中的波动。 m

2 PM控制环路 .F 4 
帕 』

图 25 F 模式控制环路图 - PM

当输出电压 o      V 达到由式 (.) m 21 确定的预计值而输 出电流 玩 较小使得片外 滤波 电 L中出现不连续 电流时,系统切换到 PM 模式下工作。图2, 感 F - 所示为

PM模式下的 制环路。 F 控 其中I 为PM模式 流检 y k . F 下电 测电 所限 电 路 制的 感电
流峰值, 其取值与供电电压 心 相关, 并随着 几 的抬高而增大。 为 S 场 P管开通 过程中电流检测电路检测到的电感电流。 为 S 管开通过程中电流检测电路 瓜 N

检 到 电 流 Sc N分 表 功 开 管S和S 的 极 号 V 测 的 感电 。P和SP 别 示 率 关 P N 栅 信 .W O
和V i -分别对应 P M 模式下输出电 F 压反馈信号 F B取值的上、下界。通过合理

选择 V h V 的 h 和 o 取值, i e w 可将芯 输出电 o在PM模式下 压 片的 压v w F 的电 纹波控 制在 范围内 确保输出电 精 一定 , 压的 度。V 的 下界 Vc  V   及 m 上、 u o州 ab和 . I g w -以 波动 范围△.可 (6 一(. 式 V 依 2 ) 2 ) 确定: 9 . 8

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2 D - C芯片系统 结构 . CD 5 

口 川‘抽出电压检侧

图 27 CD 芯片系统结构图 - D-C

综上所述,本文提出的 D -C芯片系统结构如图 2 所示.其中大部分模      CD - 7 块在 2 .节中都有介绍,这里仅进行一些补充: . 4 12 B ngp  i        ada& a Bs 基准电     电流产生电路, 母 用带隙基准电路实现, 为芯片内部各电路模块提供 偏置电流基准, 并产生 50  0m V的参考 电压信号 Vr o re 环路补偿        环路补偿电      路完成两部分功能: 一方面对 P WM控制环路进行零、 极点补偿, 另一方面将输出电压反馈信号 F B中的小信号分量放大,供后级电路使用。 时钟发生器          在P      WM 工作模式下, 产生频率为 1  z MH 的时钟信号.在 PM 模式下被关 F 闭。 Ii        - 检测& P k p CC 在功率开关管 S      P开通过程 中,该模块检测 S P管漏极电压, 与基准比较后, 产生相应的输出.由于该电 压与供电电 从 的差值 即 S 管沟道电阻上的压降, 压 。 P

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因此在 S P管开通 电阻相对固定的情况下,该电压的大小反映了 s 管沟道中的 P

电 即 S 管 通过程 感电 大小。 P M模式下, 关 5 开, 流, P 开 中电 流的 在 W 开 川断 该比 较器负 入端的电 输 压为 如p 基 在 P 模式下, 关 鲡 开 该比 的 准. F M 开 通,

较 负 入 的 压 卜 的 准 注 这 有 饰 过, 防 现P 模 器 输 端 电 为2 基 。 意 里 几 呜 以 止出 W 吐 M
式和 PM 模式过渡阶段的输出电流死区。 F 过流保护         

与几 检 & P 模 理 同 过 保 模 同 是 在 率 关 P      CC 块原 相 , 流 护 块 样 在 功 开 管s 吻 测
开通过程中,检测 S P管漏极电压以判断电 电流的大小.当 s 管的漏极电压 感 P 下降到低于由基准 电流确定的参考电位时, 就认为此时的电感电流 已 超过其上限 值,比 较器输出翻转,使 s 管关断。值得注意的是,用于产生比较器负输入端 P 电压的基准电流在软启动阶段是可变 的. 随着基准 电流的增加,比较器负输入端 的电位降低,对应的电感电流上限值随之提高。 软启动         

为 保护 提供      模块 基准电 芯片 后的 7 声 内 该 过流 流。 上电 0 5 , 基准电 逐级 流
增大,取最大值时对应的稳态电流上限为4 l 0 l 8l AO
ZCC           

零电      流检测电路。在功率开关管 s 开通过程中,检测 S 管漏、源两端的 N N 压降。 当该压降由负值上升为 0时, 管沟道中的电流也下 降到 0 即 s 管开 N s , N 通过程中的电感电流出现了过零点,此时 Z C产生信号通知逻辑控制单元关 闭 C N s 管以免出现负的电感电流。

. CD 2 D 一C芯片性能分析 6
. 2 1片外滤波元件的选择1 . 6 1 4 2
片外滤波     电感和滤波电容的选择与 P n v 叭模式下的稳态输出电压纹波密切相 关 。本文提出的 D .C芯片在 P CD WM 模式下运行时,片外滤波电感中的电流是 连续的, 因此输出电压纹波的大小可由电 中的纹波电流在半个工作周期内向片 感 外滤波电容注入的电荷量计算得出,如图 2 所示: 一 5

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T - 2

图 2sp拍 - w 模式下的电感电流波形

在 D 一C降压稳压结构中,      CD 电感 电 I的平均值等于输出电流 碗 , 流L 可以假 设图 2 一中电感电流 几的直流分量全部流过负载 电阻R 。,而纹波电 流全部被滤 波电容 C吸收。 因此在每个工作周期 T内,电 感上的纹波电流△ 几向滤波电容 C

注入的 大电 最 荷量△ 等于图2 中 影 三角形的 积,即 Q 一 阴 部分 8 面

胡=.. = . (DT 生 竺 里 L l) 二 压. . 一 一    2 2 2 8
则输出电压纹波相对于稳态输 出电 压预计值的比例可表示为

( .) 29

竺 = △_ 恤, Q
蠕 峪七

l ) ( D ?Z 一 T S 几. L

( .0 21)

本文提出的 D 一C芯片在 P CD WM 模式下以固定的 I ] 开关频率运行 , MI 比 同时要 求输 出电压纹波在 2 %以内, 代入式 (. 可得 21 ) 0
产 玉竺二<   」 < 竺 进二2 4 0
( .1 21 )

S( L认

S 几. 8峪 L L

因此

L>? 扩 、击0 1 - 0 1
考虑 一定的 计余 本文选 设 度, 取护1p , =o F 0 H Q川lp o

(. ) 21 2

. 2 2功率开关管尺寸的选择 . 6
功率开关管的尺寸是由最大输出电流和导通沟道电阻决定的。      开关管的宽长 比越大, 允许流过的峰值电流越高,电流输出能力越强, 开通状态下的 沟道电阻

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越小, 传输功耗越小。 然而, 功率开关管的尺寸并不是越大越好。 大尺寸的功率 开关管会增大整个芯片的面积以及版 图的复杂性. 当开关管的尺寸增大时, 它相

应 栅 容 哪. 增 , 会 长 关 的 启 关 时 , 致 大 交 的 极电 会 加 这 延 开 管 开 和 断 间 导 更 的
流开 关功耗。 , 动 同时 为驱 大尺寸的 率开 功 关管, 驱动电 尺 路的 寸和驱 流也 动电
要有所增加, 进一步增大了芯片面积及驱动功耗。 综合考虑上述各个因素, 本文

选取 功率开 关管的 通电 典型 l m , 据 cM o p 导 阻为 值 o o 并根 s c sm相关工 . 艺参
数,由式 (. 求得 P l2 ) 0 型功率开关管 s 的宽长比为 5(0 , P ) X :1 N型功率开关 管 s 的宽长 比为200 。 N 8 :1

. 1 2 3 吻与几 七 设置 . 6. .的
本文提出的 I      D二 一C芯片系统判断是否应当由P WM 工作模式切换到 P M 工 F 作模式的标准有二: 一是 s 管开通过程中, 电流检测模块检测到片外滤波电 N 零 感电流的过零点,即电感电流出现不连续模式;二是 S 管开通过程 中,输出电 P

流 测 块 测 电 电 的 值 于几 。 了 持 断 准 一 性 几 检 模 检 到 感 流 峰 小 饰 为 保 判 标 的 致 ,饰
的取值必须保证在 S 管开通过程中的电感电流峰值小于这个值时, 的在 s P 相应 N 管开通过程中电感电 流正好会出现过零点.这里以供电电压 瑞闷 v ,输出电压 心 尸 .v为例进行计算说明。 1 s

图29 电感电流连续、 一 不连续临界状态波形图

在电      连续 感电 流 和电 流不连续 感电 模式的临 界状态,电 流的 感电 波形如图 2 所示。 小场时间 ,电 流几由0 一 9 在 段内 感电 开始以 ( 几 ) 的 率增加 氏一目 / 斜 L , 在 俪时 峰值几 , 下等 达到 饰 有如 式关系 :

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又 一眨. _ ̄ 吃一 气一 ? 瑞 七        = 瑞 . T 丛. ‘ ,二 ‘ 告, 编 =     , =  ̄ 二,,二 口 2 L L        L 凡

( .3) 21

将 环 v 踢产 . , 讲, 1p 入可 口 , 1 v 卜1 L 0 H代 解得俩 =g A 按照同 的 科 s = 9 m。 样 计 法, 求得 算方 可以 供电电 琉在3 v范围 输出电 瑞t 0 v 珠时 压 荀 内, 压 取.  ̄ 7 的几p 论 ‘理 值分布 0m  ̄5m 之间。 文在 在5 A 1 A 0 本 芯片的 轮设 首 计当中 取了中 选
间值 l m o A,对应 的 输出电流约 5 1 O 0l l A 为防止出现 W      P M 模式和 PM 模式过渡阶段的输出电流死区, F 工作模 F PM

式 芯 能 供 最 电 必 超 0切 , 此 文 下 片 提 的 大 流 须 过5 A 因 本 将如七 置 2m , 设 为1 A 0
即在 P M工作模式下芯片的最大输 出电流约 6 m F 0 A。当然这样导致的一个无法 避免的缺点是输出电流大小在 5 1 0 l l 6功 A和 0 A之间时,系统的工作模式会出现 反复切换的振荡状态。

. P 2 4 WM 环路稳定性 . 6
c T                 

r ̄ 一 一 一 一 一 一 一 一 一 一 一 一 一 一 一 怪

场 }U 二 =、

执公盛一周书‘祝卜乙韦干尸, 。
 ̄ 一 一 1
V 阳

图 21 1N电压控制环路传递函数框图 一 0 梢

P      稳定性 , 电压控制环路的闭环传递函数有关,本节将对此进 WM 系统的 与

行分 说明。 上文 统工 理的 析和 根据 对系 作原 描述, 得到 可以 如图2 所 一 示的P M 0 1 W
模式电压控制环路小信号传递 函数框图.

尹 输出电 o      压 V 的小 变 表示 t u 信号 化量 v 馈信 B 的 o 至反 号F 小信号 化量 勿 变
的传递 函数.由系统框图可知,本文提出的 D 一C芯片中采用的只是一个简单 C 的电阻分压反馈电路,因此可以得到传递函数为

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夕 丛= =

凡           o v 凡: 凡2 +

( 1 2.4)

几表示      开关管 功率 开通占 空比D的小 变化 d 信号 量 到输出电 心t 信 压 的小 号 量 v 传递函 不考 功率 管的导 阻R , 变化 o 的 数。 虑 开关 通电 o 可以画出 n 输出功 率
级的等效 电路如下 :

了认 n

图 2们 输出功率级频域等效 电 一 路图

不难 解 出

丑 = 又. 1 s ( 生= 一一一 一一些 心上一 诬丛 一一-- 一
d “ , ‘ o D 、L ,丫。2。 、 丁一此 沪        J 遥R丁 石 一、 ,;喇 , + 一一 、 *。 1 。“ 凡. 双 R ‘’ 、 目 、                    一一兀 勺

( .5) 21

n目                                        八目

几 表示小信号误差 电 几      流 到功率开关管开通占空比 D 的小信号变化量 d的 传递函数 。由 2 节的描述可以得到 . 3

及兰2一 ?一 _卫 一。 =一 D 里二 旦一 q 凡 1 万      q/T 心 ? 谕
其中 口 为锯齿波发生器中的电 容。

( .6 21)

c T 为输 出电压反馈信号 F 的小信号变化量 加 到小信号误差电流 1      B . 的传递

函数, 两部 成: 它由 分组 一是腼 到 号误差电 v 传递函 二是几M 小信 压e 的 数, ,
即小信号误差电压 v到 几 e 的传递函数。

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Ve R

+ 、 、 、
误 差放大 器

V - r  F O e . C  -
I  V ,

GM     

乡尸 /
GM级     

图 21 G 与环路补偿电路 -2 M

包含环路补偿电路的小信号通路如图 21 所示 。电容 C的作用是滤除输出      - 2 电压反馈信号 F B当中直流分量的影响, 而仅允许小信号分量 V 输入误差放大 F s 器,假设误差放大器的增益足够大, 以得到如下等式: 可

J 1 厂气 十V-  (a 阮. 二 二 k g 生+ +) 一 F 1 1 R B 
I - +k+ )    i ai c

{ 。 *
} “, _. t 性名.=,

上+ R s C

=0

( .7 21 )

s C

从 而解得

C( 工= 1 sR1 a ‘ +    + ) l s + CR
Ve F

( .8 21 )

考虑G M跨导 器内 主极 a , 放大 部的 点mu 可得

Ts 工= c  ‘ (= ) 
综上所述,可 以 得到 P WM 电压控制环路的闭环传递函数为

( .9 21)

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Ts= - ) .s- ( ( , T( - ( T s ) 6 , T ) p ) s
= p . - -   } —  - XY

 ̄ 2    DT

s RS+ 端 E   1

V  ,      - -  C

_ , T 28 g D .
C      ,

, 、R二}+  (S)+上) 二 t C " 1C(s “ .’( ) +R1 LR 
s_R.  C E+ 1 1sRl a +C ( ) +

X  g.

1 SR1 a +C ( ) +

O CM                G

, RR ’(R(s)+与 二 Ew LR E1C(s “S ,CoS+ Rl R  D R +  u   二 t + 

此m                 

(. )               20 2

如果 P      环路在最差情况下能够达到稳定 , WM 那么在其它情况下也都能达到 稳定。因此这里仅分析最差情况下的闭环传递函数。P WM 电压控制环路稳定性 的最差情况出现空载的情况下 ,即负载电阻Ru o无穷大。式 (. )可以简化为 t 20 2
Ts = () 

2. T g朋 C    ,

1C E s }1C(s +.S ' (s) 与 sR + C  R+ RL + 1

s RD  蠕 E+ 1

1 sR1 a +C( ) +

(.1 22 )

WM                       G

该传递函数存在两个零点
1           

0一R+) 2 C(a 1 l
1           

( .2) 22

m“a aCR  . r
同时还有一个双极点
1             

( .3) 22

m’ - v L  l C s .
和 两 个单 极 点
1         

( .4) 22

m =  0C ` R
和WM G.
如果能够设置环路补偿 电路中的电阻和电容值,使得     
叭1  P - C W c WC  a P-W

( .5 22 )

( .6) 22 ( .7) 22

并 G大于两 单位 令W M 倍的 增益带宽 > M z 就可以 现 P M 控制 路的 ,即 2  , H 实 W 环
稳定。补偿后的 P WM 电压控制环路增益 曲 线图如图 21 中实线部分所示: - 3

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环路增益

// 才\



口 .          ,

、T( S 单位增益带宽 、 C )
( l     MHz) >


O B d

TS ()



频率

T)T ’ D和( 、 ( P S S )
图21 PI电压控制环路增益频率特性图 -3 W I

2. .5负载调整能力 6
负载 能力 输出电 变化 输出电 持一      指当 调整 流 时, 压维 定值的 能力, 表征了 它
负载变化而稳压器维持输出在标称值上的能力,该值越小越好 。 CD 稳压芯 D -C 片的负载调整能力与 电 源输出阻抗 R 有关,表示为 当 o 输入电压、环境温度等条 件均不变的情况下,输出电 压的变化量相对于输出电流变化量 的比值,即

尺=v A }

( .8 22 )

A_      l

电 输出阻 越小, 载调 力 源的 抗 负 整能 越好。
本文提 出的D -C芯片在开环情况下的输出阻抗约等于 凡. E ,      CD 十 S 其中 Ro RR o

为 输出级 开关 功率 管的导 阻, E 为片外 通电 RS R 滤波电 等效串 感的 联阻抗。2由 [ 5 1
反馈系统的知识可知,在闭环情况下该系统的输出阻抗为

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几 凡 =凡 十 皿

1J 十 编

(2 ) 2 9

其中A 为闭 娜 环系统的 环路 低频 增益, 可由 (2) 直接 . 2 式 得出 1

Z 胭 =2 凡D m 编 = g T 9二 T
q   

q( 十 ) 凡, 几

( .0) 23

可 差 见误 跨导放 大器的 跨导 g越大, 低频 越大, 不 稳定 m 环路 增益 在 影响 性的 条
件下,系统的负载调整能力越好。

. 2 6功耗与转换效率 . 6
本文提出的 C      D 一C芯片为实现低功耗和整个负载电流变化范围内的高转换 效率,采用了如下一些设计思路。 第一,根据系统工作状态 ,有选择性地关闭一些功能模块电路的供电电流 ,      尽可能的降低静态功耗。 例如 : 当功率开关管 S P开通时, 关闭零 电 流检测模块; 在功率开关管 s 开通时,关闭过流保护模块;在 PM 工作模式下,关闭时钟 N F

发生 锯齿波 器和P月 较 在输出 压 h 超 器、 发生 v吸比 器; 电 a 过其电 上限 凡 ‘ 压 处叻
时进入待机模式等。 第二,在输出电流 如 较小,使得电感电流 几出现不连续状态时,系统进入      工作频率降低的 P 从工作模式,降低功率开关管的驱动功率.由于在输出电流 I F 较小时, 功率开关管的驱动功耗是交流开关功耗的几十倍,因此降低开关频率, 减少单位时间内的驱动功耗 ,对转换效率具有明显改善。

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第三章 电路设计
基于上一章对 D -C芯片系统级设计的讨论,本章重点说明 D -C芯片      CD CD 中几个主要电路模块的设计思路。

3 . 1误差跨导放大器 ( M)与输出电压检测 G
图2 中的G 输出电压检测模块是本文提 出的D -C芯片中十分重要的      M& - 7 CD 一部分电 。 路 它主要实现两方面 的功能:一是在 P WM 工作模式下, 将输出电 压 的反馈信号 F 与参考 电 Vr B 压 r 的小信号误差 v转换为误差 电流 i c e s ,用来控制 P WM 占空比:二是在 P M工作模式下实现输出电压的迟滞比较和判断。 F

一   
l ! !






任 ! l


I 尸

I    尸



I i  _ }



. 场

I I .





}- 一 惬

I r



M } , r

}M , }

1 I - !_

图 31 误差跨导放大器电路图 -

图 3 所示为误差跨导放大器 ( M)的电路 图。以图中虚线为界,G 电      - 1 G M 路可分为偏置级、折叠型运算放大级和推挽输出级。 偏置级用于为整个 G 电路提供直流偏置 电      M 流,其中的电容 C用于在电路 上电时形成软启动,为防止电路中的电流过冲提供一定的保护作用. 折叠型运算放大级用于将输出电压的反馈信号 F      B和环路补偿 电路的输出 V 的误差电压放大为一对差分输出信号 V - P和 V 。由 N 于在芯片正常工作的过

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程中 F 和 叱“ 流电 , B 示 的直 位在s m 左右, 折叠 算 级的 o V 因此 型运 放大 输入对
管 M. 城 为 P型 MO 管。珑 、 、场 和 呱 是运算放大级的有源负载,它 和 S e M 们的宽长比严格匹配,比例为

玉: 二: 2: 二: 兰一:1 1: 2
L ‘L g ,L 7L

( .) 31

四 连接 反馈的 者 成正 结构, 提高 器的 以 放大 增益四。 保证 输入 为了 差分 对管M, 和城 工 作在饱 和区, 路采 电 用了M 和 呱 两个N型M S 用 制图3 中 3 O 管 来钳 一 1
A 、B两点的电位,它们 的栅极信号由偏置电路产生 。 为了     C 提高 M输 出电流的能力, 电路采用 了推挽式的输出级结构。 由于折叠

型 放大级 运算 产生的即 和 卿 信 为一 号 对相位 相反的 信号 在实 挽输 差分 , 现推
出之前,需要将 即 先通过 M 和 M1 g 0 组成的共源级反相放大器反相, 得到信号 犷Z P ,再将 犷Z P 经过 Mf M” l 和 组成的源跟随器进行电平搬移,得到信号 不 2 ,。

注 意到M 管的 形成了 负 0 1 接法 一个 反馈, 一方面降 低了由M 和 M。 的 g I 组成 共潦
级放大器的增益, 避免出 即 到 只 Z 现 P 的信号失真, 另一方面提高了 Ml , 栅极节 点的极点频率。 最终的推挽输出是由M1 MI 3 和 ; 管实现 的, 它们的栅极输入信号 为一对相位相同的信号 F 2 叱 。 尸和 V

图3 一

电流比较翰出电路原理图

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输出电      压检测 电 路的一个重要作用是在P M工作模式下限制输 出电压的上、 F

下 , 生 图2 中 示 界 产 如 - 所 的瑰 P. V p , 较 号 与 - 示 原 5 -1和 - - 比 信 。 图2 所 的 - 0 .n w 5
理 图不同的是, 为了 节省芯片面积和功耗, 这里采用的并非两个独立的电压比较

器, 结构 简 而是 更为 单的电 较输出 路, 流比 电 如图3 示。 一所 这里复 跨导 用了 放 大 器产生 相 的同 信号 V2 V , P 和 N 且图 3 中 M 和 M 管与图3 中的M3 一 的 : 2 - 1 1
和 M1 ; 管分别严格匹配。此电流比较电路输出信号翻转的临界条件是 几= 仙          几十 (. 3) 2

其中I和 1分别为不考虑沟道长度调制效应时, 由MO 管饱和区平方律公式 , 2 仅 s 求得的 Mi M2 和 管电流。不难得到这个临界条件所对应的跨导放大级输入差分 信号为

V ‘ V ‘一 丛 . 一 一 -= ‘=
馈信号F 的 B 数值, V , V a 即 i和 i m u w

( .) 33

g。                                   

可见, 合理选择电流Ia . 的值就可以控制电流 比 电 a 较 路输出翻转时的输出电压反

为了在输出电      流由重载 ( u I 较大,电感电流连续 )向轻载 ( a m I 较小,电感 l 电流不连续)跳变时,系统能实现由 P WM 工作模式向 PM 工作模式的平稳过 F

渡, 文将 V n V 分别设 本 h和 i ; g - 置为50  1m V和55 . 0 m 这是因为 输出 流 V 在 电 瞬
间减小时, 在环路重新达到稳态之前 , 出电压将有一个短暂的上冲, 输 如果此时 把参考电压提高到正常的 50  0m V之上,能够抑制输出电压回落之后 的下冲, 使 电路迅速稳定。PM 工作模式下的输 出电压上、下界和电压纹波可 由 (. F 2 )一 6

(8 计 , 别 V_ =. V 饭 .=. V △ =0  ? 2 ) 算 分 为 . ,  4  . .  1 W 8 , 12  七 2 m 8 , V 3 比较器 . 2
本文提 出的 CD      D -C芯片系统当中使用了大量的电压比较器 电 , 路 例如低 电

压保护电 过 护电 零电 检测电 Ip 流峰 路、 流保 路、 流 路、, 和电 值检测 路、 W d 电 PM
比较器等等。 它们的输入信号大都接近供电电压 V 或地电位, ; . 并且要求能在 36 - -

V的供电 压下 供小 5n 的 应时间。 电 提 于 0  响 s 普通结 构的比 较器在CM 0 p S C. m 5 
工艺下不能满足上述要求。

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 U
 r  补  T                          

.m     r 恤        


【 01 开

放大 图3 3 -



判断

输出

比较 器 电路 图

本文提出的 C      D 一C芯片采用的比较器 电 路结构如图 3 一 3所示,这里以电流 峰值比较器为例进行说明。 这种比较器结构由放大级、 判断级和输出级三个部分
组成 。 ;

放大级的作用是将输入差分信号进行适当的放大,      供判断级进行 比 较。 放大

级电 三级 路由 差分放 大器组 成.由 流峰 于电 值比 器的 入信号接 较 输 近供电电 之 压
几, 必须采用 N型 M S O 管作为差分输入对管。 同时,为了保证第一级的差分输 入对管能工作在饱和区, 第一级负载上的压降不能超过 环 0加 为N O 管的 困 M S 闽值电压) 。如果采用二极管接法的 MO 管形成的有源负载,MO 管源、漏端艺 S S 的压降将等于 MO 管 的栅源电压 Vs S o ,超过了所允许的范围,因此第一级差分 放大器只能使用两组对称的电阻 R 作为负载 ,且必须满足 ,

粤 凡‘ ‘? 、


(4) 3

考虑一定的设计余度,这里选择
J 一下 、 - ,.        b.

。_编

( .) 35

由 (5 . 3 )式可知第一级差分放大器的输出电平大约是 哟 o 不 ,这个电平作为 r.铂 5 第二级差分放大器的输入, 为保证差分输入对管能工作在饱和区, 则要求第二级 负载上的压降不超过 1 倍的 F . 5 侧,因此第二级差分放大器的负载依然要由电阻
实现 ,且

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委i I b s ,


(. 36)

考虑一定的设计余度 , 这里选择
. 一二- 气 J .        ‘.

。_2R V, ,

( .) 37

然而, 采用电阻作为差分输入级的负载限制了放大器的增益, 即使是两极放大器 串联, 也只能将输入信号放大 3 倍左右,因此还需要引入第三级差分放大器。由 于第二级差分放大器的输出电平大约是 V- ,这个 电平作为第三级差分放大 iV .r n 器的输入, 为保证差分输入对管能工作在饱和区, 则要求第三级负载上的压降不 超过 2 倍的 V a n,此时就可使用二极管接法的 MO 管作为有源负载,以获得足 s 够的增益。 判断级电路采用了接成正反馈形式的有源负载,      其特点是能够迅速进行比较 判断, 具有极快的响应速度。 判断级快速响应的实现要求满足两个条件 : 一是输 入判断级的差分信号足够大, 二是输入对管的栅源电压差不能太大, 否则将限制 输出电压信号的摆幅, 降低响应速度。 由于第三级差分放大器的输出共模 电 平大 约在供电电压 v 以下 2 V i a 个 N左右,电 位较高,由上述分析可知判断级的 输入 对管需要采用 P型 MO 管。 s 输出级 的结构比较常见,它的功能是将判断级输出的差分信号转为单端信      号, 然后经过反相器整形输 出。

3 . 3软启动电路
软启      功能 在芯片 后的 7 N 内 流保 路提 级增 动电 路的 是 上电 5 s 为过 护电 供逐 0 
加的基准 电流. 电路原理图和控制信号的波形如图 3 所示。 其 - 4

图 3 () M l       中, iM 和 M 管 - a 4  2 3 均为开 关管, 导通电 可以 阻 忽略, 4 S M- M
管为电 流偏置管,晶体管旁边 的数字表示宽长 比的倍数,即 L L L L L          4  ,  ,  ,  ,

兰; 玉: 玉一4 :2         1:3                兰: 竺: :7 : () 3 . 8

卿 M 成流,们宽比 率关S 宽比赢 ? I 电 它的 是 开管 的 的 软 O 镜 组 长功 P长
启 控制 动 信号 C l O b 逻 t, r 由 辑控制电 产生, r和 路 其中C l 系 钟信号的 t, 统时 r是

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1 分频,Or 是时钟信号的 12 分频。 52 Z I 04

( ) a





26 5


52 1
( b)


78 6

(s p)

图 34 ( )软启动电路图和 ( 软启动控制信号波形图 - a 曰

在上电      后的卜2 声 内 口 . 矛均为 平, 6 5 , 时 和0. 低电 只有M 一路 2 l : 导通, 流 过呱 的电 流为卯。 , 功率开 P 管的石 A n 对应 关s { o m . 652 内 画为o A 2 1 声 , 5 -
C2 冷, 为高电平而 Or 为低电平, 和 MS Z I MS 两路导通, 流过 呱 的电流为 Zo n , l A

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对应功 关S 管 it 1m e  6 N内, t, 低电 率开 P 的Ii 0  5 i 为2 A 1 8  C l m 27 s r 为 平而O b r为 高电 M 和M 两 通, 过M 的电 为30n , 功率开 P 平, 6 : 路导 流 9 流 00  对应 A 关S 管的 L i 0m e  N 以 C l Ob 高电 M_ 全 通, i 为30  78  后, t, r均为 平, 5M 部导 流过 m t A 6 s r和 : M 的电 , 流为4 0  对应 8 n , 功率开 P 0 A 关S 管的Ii 8m e  , 。 1 lt 0  C l i 为4 A t 和 r均变 m r 2
为高电平之后,逻辑控制 电路会将二者的电平锁定,软启动结束,启动 时间为

78  基 足设 标。 6 u, 本满 计目 s

3 时钟发生器 . 4

Is 幸 b( i e


t较器 匕

-IJ

石 月   LC , M V LA ,
Vi bs a 时钟发生器电路原理图

本文提出的 CD      D -C芯片 中的时 钟发生器由一个 电 比 压 较器和一个锯齿波发 生器构成,如图 3 所示。假设在初始条件下,电容 C 没有被充 电,其上极板 一 , 的电平为零, 此时比较器输出高电平, 开关 M, 管关断, 因此电容 C 在偏置电流 , I” b 的作用下开始充电,产生上斜坡斜率为 I. C 的锯齿波 。当 C 上极板的锯 i bJ  i , ,

齿波电 超过 凡 压 ‘时, 较器 翻转 比 输出 为低电 因 关 M 管开 平, 此开 , 通,电 容 C通过 M 对地 , , 放电 当 C上极 电 于 V ,比 器输出 转为高电 。 , 板的 压低 b ‘时 较 翻
平 ,开始 一个 新 的时钟 周期 。

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凡沁

c Vl

图3 一

时钟发生器波形图

表 31 不同温度 、电压和工艺误差模型下测试的时钟信号周期 一

淤处、
模型

S 8

3V

4V

6V

T( ) s n
13 0 1 12 10 8 8 9 . 5 9 . 3 6 8 7 1 9 4 801 5.

模型



T( ) s n
9 59 8 . 1 2 2 0 8 3 9 6 9 63 0 . 7 22 7 8 76 0 .

模型

S 吕

T伽 )
9 75 7 9 7 ) 8 87 5一 8 56 8. 7 1 6. 3 7 71 8.

最小
.0 ℃ 月

最大 最小
2 ℃ 5










最大 最小
8 ℃ 0










最大

图3      一中的比较器的输入输出波形如图3 石所示, 可知时钟发生器输出的 〔尤 2

信号 平持 高电 续时间 取决 容 c以 准电 主要 于电 l 及基 流几 和基准电 凡 的比 . 压 ‘
值 ,即

、 ‘ = 二 粉?

KC ‘ 坛

( .) 39

其中版 匆是比 较器的 应延迟, 电 I 的 时间 可以 响 与 容C 充电 相比 忽略。 C尤信 而 z 号 平持 低电 续时间 则取决 较器 应 于比 的响 延迟, r 尧 加 这是因 M 管 即 面 版, 们 。 为 l 作为开 关管, 有较小的 通电 , 具 导 阻 所以电 c 的 时间 较器 延迟 容 l 放电 与比 响应 劫 , 可以 山 相比 忽略。由 述电 到的 钟周期 见 3 , 知时 号频 上 路得 时 大小 表 一 可 钟信 1

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率在 0 MH- .MH 之间。 . z1 9  3  z

3 电压、 . 5 电流转换 电路
Vn i

、 !

图 37 电压、 - 电流转换电路原理图

电压、      电流转换电路可 由 一个简单的自 偏置电流源实现,如图 3 所示。供 一 电电 V 和输出偏置 电 Ir 压 流 r之间的函数关系可表示为: c

I- -sV j Y  -E V B c R               
其中

( .0) 31

‘oV =W  }+ 2r CN I  }  . L
‘VI 一I T  I n
因此

(.1 31)

(.2 31 )

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竺 = 匕


_



又 丝 + -J + 一



1 心

1 _ 牙- _ -
讨2 L 二 ̄ 耐 凡 宙 1
y 乙



二 责

( .3 31)

可 见偏置电 流坛 随 供电电 几的增 近 压 加而 似成正 例增加, 比 这个比 然不 例虽 精 确, 在本文 但 提出的D . C C芯片 D 系统中已 足以 现输 压前 功能。 经 实 入电 馈的

. c p 产生 3 Vm的 6 o

图 3 产生 K 一 .的电路原理图

产 心 的 路 图3 所 , 中£3 功 开 管s 栅 信 ,      电 如 一 示 其 只为 率 关 P 的 极 号 设 生 卿 8
工作周 期为 T S 管的 通占 为D 则人 的 平持续 为D T 高 , P 开 空比 , 凡 低电 时间 * , 电 续时间 (一) T 当忍 平持 为l * o 凡为低电 时, 一中 M 管开 城 管 平 图3 8 . 通, 关 断 ,点A的电 位为供电 压 几。当£ ; 高电 , 管开 M 管关断, 电 只 为 平时 城 通, I
点 A的电位为地 电 。因此可知A点的平均电压为: 位

气= D          吃?

(1 34 )

R 和 凡 是两个大小相等的电阻, . 它们对点A的电位讲行分压. 因此点 B的平均

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电位可以表示为:

、全? =” 、
实现。

( .5 31)

电 3 容c组成 通R 滤波 因 阻R和电 l 低 c 器, 此心m的电 约等 . * 飞甲 P 平也 于0 珠汀闻 D 5 采用 实 这种 现方式 不采 定的电 准, 芯片 而 用固 压基 在 上电 期能 助软启 初 够辅 动的

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第四章 系统仿真与测试
41仿真环境简介 .
本      CD 芯片 采用Cd c公司的S c 和Vro 工 文提出 的D -C 分别 an ee pt ei i s 具软 ℃ t。 u
件进行电路原理图和版图的设计, 并采用 Dau 软件进行版图验证和寄生参数 r l ca

提取。电 仿真 路 方面, 用了Ser模 采 p t 拟电 仿真 ce 路 器,除 基本的 流扫 了 直 描、
瞬态扫描等仿真外,还能进行温度和工艺误差的扫描.

仿 用了CM 公司的0 p      S C 真采 . m混合 工艺模 在工 型中, O 5  信号 型。 艺模 Ms
晶体管有 t s f f和 s五种误差模型,其中第一个字母对应 N S ,  s f ,  s ,  MO 管, 第 二个对应 P S MO 管,t 表示标准模型, 表示 M s f O 管导通速度较快, 表示导通 s

速度 较慢。 型 (J) 管有bt ilb ft il 三种 模型, 双极 BT 晶体 iyc , a 和b sw 误差 ppa i s po p 电 器件有rt ilrft e sw三 差模型, 容器 阻 e yc , a 和r l 种误 sp a e s s so 电 件有c t il ay c, p pa c ft c sw a a 和 a l 三种误 模型。 个 ps po 差 各 误差模 型之间 器件的 有比 大的偏 , 参数 较
差,以N S MO 管为例, 其主要小信号模型参数如表 41 -所示 , 中L w分别 其 和 为表 中各参数适用的 N S MO 管沟道长度和宽度的取值范围,VH N S管闽 T 为 MO

值电 N 为 子迁 压, o 载流 移率,m为 r 栅氧化 度. 艺 层厚 工 误差较 一特 求 大这 性要
在进行电路设计时, 各项参数指标的设定都必须留一定的余度, 并且在进行版图 设计时,必须考虑匹配和对称 。

裹41 I. F 工艺N S 参数 - CA0 u SC 5  n M 管 O


L w







s f

s s

单位

05 2 . 0 - 05 2 .- 0 07 5 .5 4 4 0 1 5 - . e8 2 11 e8 .5 - 1 e8 . - 2 13 - .e8 1 5 - . e8 3 06 5 . 3 06 5 . 9 08 5 .2 08 5 .9

p m pm



{o t
ta o

c2 s mN/


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4 . 2系统仿真结果 4. .1软启动和电流限制 2

VV - 18  .

图 41 软启动与电流限制仿真电路图 -

图41      -所示为软启动与电流限制仿真 电 图。 CD 路 D -C芯片的 s w端 口 是片内 功率开关管 S P和 S 的漏极节点, B端口为输出电压反馈信号输入端,几 端 N F 口为供电电压输入端,G D 为接地端.片外 电阻 R, R2 N F 和 F以及片外 电 C和 容 1

Q构 压滤 馈电 1p 成分 波反 路。 H的电 和 1P 的电 m 低通 0  感L 0  容C 构成 滤波器。 F 电 采用Ser仿 进行瞬 真, O 晶 工 路 p t 真器 ce 态仿 M s 体管 艺模型 t BT 体 为t J 晶 管 ,  工艺 为b til 电 模型为rt il 电 模型为c t il仿真 件 模型 iyc , 阻 pp a eyc, 容 sp a 即y c . 条 pa 为输 压 V= , 入电 j 4 采用V 】 源模型, 度为2 ℃, .预计 } V P 电 W 温 7 V . 值为 1 V . , 8 
负载电阻 凡矿 巧0 负载电阻的选择使得预计输出电流超过芯片所能提供的输出 。 电流上限, 这是为了迫使芯片以最大电感电流运行, 便于观察波形。 仿真得到的

软 控 启动 制信号 感电 和电 流波形 如图4 一所示。 在 1 P时 芯片 0  上电 ( 一中 s 图4 虚 示位 , 入电 珠 由O 变至4  1 p 5 P 内 感电 线所 置) 输 压 V跳 V 0  0  ,电 流几 .  s s -
出现一短暂的过冲 ( 4 中圆圈内所示波形) 这是由于此时输出电压 V . 图 一 , -很 低,电感 电 I上升的斜率 ( 肠 宜/ 流 L 几. )L较大,而过流保护电路的比较器存在

延 不能 的限 流。 0  电 流的 开始 控制 迟, 很好 制电 5P 后, 感电 上限 随着 信号C I s H
和 Cr 的变化, 10  ,  m ,  m ,  m t2 1 按 0 n 20  30  40  i 0 A 0 A 8 A逐级增大。 t, Cr A Cr 和 t2 l 1 的波形与 3 节描述的理想波形基本一致 , . 3 时间轴上存在的误差是 由 于时钟发生

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高效本、 低功耗直流电压转换器芯片设计与实现

伪 静态电 ) 流与 输入电 压关 系曲 线
司 二 \ 嘴 钾 撇 猛
1 3

8 C 5O

飞5 ℃
1 2

40O C



4 5 .



输入 电      /V 压
图 伞日 待机 电流与 ( 温度和 ( 翰入电压的关系曲线 ) a ) b

图47      一 所示为本文提出的 D 一C芯片待机状态下供电电流的仿真 电路图。 CD

电 采用ser仿真 行瞬 真, o 晶 管工 路 Pc l e 器进 态仿 M s 体 艺模型 t B 晶 为t J 体管 ,T 工艺 为b 帅i ,电 模型 5 i , 容 模型 i c p a 阻 为理朽c 电 模型为c t il仿真 l ,a i PP a a y c。 时电 路工 空载 下, 作在 条件 输出电 踢. 值为 1 V 输 压 预计 . 。 入电 几采 邓 l S 压 用 w电 源模型 在小1p 内 v 在 1p后 取3 , v s , 0 s 为o , 0 s 分别 v 4 , v和6 。 境温 v 环
度分别取一0 ℃,2 ℃和 8 ℃。在每一种输入电压和温度组合下,仿真软启动 5 5 结束后、 芯片达到待机状态时的输入电流, 并根据所得数据描点绘制待机 电流与 温度和输入电压的关系 曲 线, 图今8 如 所示。 可见在整个温度和输入 电压变化的 范围内,芯片待机时的工作 电流均保持在 1 p 5 A以下。

. 4 5转换效率 . 2
如图 4 所 本文提出 D 一C芯片 换效率      示为 一 的 C 转 仿真电 路图。 路采 电 用 Pc se 仿真 进行瞬 真, o 晶 工艺 为t B 晶 工艺 e r t 器 态仿 M s 体管 模型 t J 体管 模型 ,T 为b t i , 模 i c 电阻 型为rt il 电 型为c 朽 i 。 真时 温度设 p a P yl ey c , 容模 s a P 即, l a c 仿 环境 置为2 ℃, 电 瓶它 预计 7 输出 压 的 值为 1 v 输入电 珠 采 . 。 s 压 用印w 电 l 源模型 , 在仁1声 内 v 在 1少 后 取3 0 为O , 0 分别 v和4 . 载电阻凡. 取 7 , v负 分别 Q 9

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高效率、 低功耗直流 电压转换器芯片设计与实现

0 2 ,1 Q 9 O和 60 ,即输出电流分别为 20 l, ( n气 5 l ,1 0 8 , ) ( 00 6 n 2 卜,10l A X ) l A,

0 l 2n 1 l , I 和 3认。 一种 O l 0 A n 在每 输入电 和输出 流组 A 压 电 合下, 真软 仿 启动结
束后,电路达到稳定工作状态时的输入电流 灿,并根据式 (. 41 )计算转换效率

瑞2 七
几珠

(.) 41

并根据所得数据描点绘制转换效率与输出电流关系曲线如图 今1 所示。可见在 0 整个负载 电流变化范围内,转换效率 粉 保持在 9%左右,最大值达 9 6 0 . 2 %。

‘_ 1S V 一

图月 田

转换效率仿真 电路图

9. 0      30 马 9 5 %      2 0 9. 0      2 0 % 91 5 毯      . 0

Vi月 V 一二 n 甲二

食 9.0 10、
9 . 0      0 5% 9 . 0      0 0生 8 5%      9 0 吕 _ 0      9 0呱



t u o n I /认               
图 41 转换效率 刃 - 0 与输出电流关系曲线

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高效率、 低功耗直流电压转换器芯片设计与实现

第五章 总结与展望
本次毕业设计旨在研究高效率、      低功耗直流电压转换器的设计方法 , 并作了 实际芯片的开发和测试。 课题进行了近九个月的时间, 在整个过程当中, 对开关 电源的原理和设计考虑有了比较深入的理解, 完成 了系统定义、电 路设计、 系统 仿真、版图设计与验证、流片与测试全部过程,实现了预期的 性能指标。 本论文第一章首先阐述了电      源芯片的市场和应用背景, 比较对照了开关型稳 压电源与低压差线性稳压电源和电荷泵电源在便携式电子产品中应用的异同。 随 后对开关型稳压电源的稳压原理和脉冲宽度调制 (WM) 脉冲频率调制 (F P 、 PM) 和谐振调制三种主要控制方式进行了说明。 .3 1 .节以降压型开关稳压电源为例, 2 详细描述了电压型、电 流性和迟滞型 P WM 控制模式.1 节具体阐述了开关型 . 3 稳压电源芯片的功耗来源, 讨论了低功耗设计方法和途径。 最后在 1 节中提出 . 4 了本次毕业设计需要实现的性能指标. 论文的第二章旨在说明本次毕业设计提 出 的 】 -C降压稳压芯片的系统级设计。 .节首先给出了 D -C芯片的系统结 : D ) C 21 CD 构. . 2 2节通过工作状态转换图具体说明了芯片在不同的 输入、输出条件下的运 行模式和模式转换。2 节和2 节详细描述了 P . 3 . 4 WM和 PM 电压控制环路的工 F 作机理。 . 2 5节给 出了芯片的整体 电路框图。最后在 2 节讨论了系统稳定性、 . 6 瞬态响应、 功耗等性能和设计考虑。 论文的第三章具体说明了本次毕业设计提出 的D -C CD 芯片当中关键电路模块的设计思路 .第四章讨论了芯片版图信息和系 统级仿真及测试的结果。 本次毕业设计提出的      基于P WM和 PM模式控制的D -C降压稳压芯片能 F CD 够根据负载电流的大小获得相应的反馈信号, 并通过与基准的快速比较, 由逻辑 单元选择合适 的运行模式。在输 出电压超过预计输出的 12 0%时,系统进入待机

状态, 大部 模块电 供电 关闭 静态工 流降 其峰 于 1 此时 分 路的 被 , 作电 低, 值小 5 N , 现了 耗运 这 制方 A 实 低功 行。 种控 法达到了 -5m 负载电 范围内 在420  - A的 流 的 高 效 。 高 转换 率, 最 值达9. . 采用CM 公司 .N C O 混 2 % 芯片 6 S C 的0 m  S 合信 5  M 号 设 仿真 试结 表明 片实现了 期设 标, 要性能 数见 模型 计。 和测 果 该芯 预 计目 主 参
表 51 -,

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高效率、 低功耗直流电压转换器芯片设计与实现

表 卜1 芯片性能参数 输入电压
输 出电压
36V 气 1SV .

转换 效 率

峰 2石 卯, 1口 值9 %, 姻 0 A
1 佗 7 . 习V 1 今 0 1A . 留1 1 4 」 4 0口 8 】 A 3V 闷0 8 ℃ 气 5

线性调节系数 负载调节系数 过流保护 低电压保护闭值 工作温度

输出电压精度 输出电流范围
待 机 电流 软启动

土2 %
0 2 0I A ‘ 5 n

< 5p 1 A 7 0p 5 s

进一步研究表明,考虑实际的应用情况,本次毕业设计提 出的D 一C芯片      C 在系统和电路结构上还存在一些需要改进之处。例如: ( ) 温度保护      1 随着系统的运行和能量的消耗,      芯片温度会不断升高. 温度的升高会导致片 内电阻、电容等器件参数的变化, 影响带隙基准 电 压源和 电 流偏置 电 路的输出准卜 确性, 从而导致芯片输 出电压的漂移 , 严重时还可能导致芯片损坏。因此, 可以 在系统中增加温度保护电路,在芯片温度上升到 1 ℃时将系统关闭,待温度 0 2 下降后再重新开始工作。 () 过压保护      2 芯片都有一定的供电耐压上 限。本 次毕业 设计提 出的 D 一C 芯片采用      CD

CM O p M S 信号 流片, 入耐压 S C. mC O 混合 工艺 5 其输 大约1 V 右。 保 2 左 为了 护
芯片在输入电压出现短暂的尖峰电压时不被损坏, 需要增加过压保护电路。 电 该 路的功能是检测芯片的供电电压, 在该电压超过预先设定的电压上 限( 例如 S ) V 时,产生控制信号使芯片停止运行。 () 短路保护      3 当输出端的负载电阻非常小,      或输 出引脚对地短路时, 会迫使芯片长时间以 最大电感电流工作, 增加功耗和芯片发热量。因此, 在实际应用中应当添加短路 保护电路。 短路保护 电 路在电路稳定运行的情况下关闭, 而仅在输出电压降至预 计值的 5%时启动,并开始计时。当检测到芯片已工作一段时间 ( 0 ) 而 0 如. ,5 输出电压仍无法达到预计值时, 就认为输出端 已 短路, 由短路保护电 路将系统关
闭。

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高效率、 低功耗直流电压转换器芯片设计与实现

参考文献
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N t Tx I t m s aa T Ma 19       s uetD l , , . 9 o , a nr n , l X r 9 e es s [ CH TnJ .  A p cn obcrglowtf e ot t uny ] 9 -. ,  Wu r l otl k u t i i d p fqec( ]  a - C . p e r u e a r  x u ur i h  e J IE Pw r  tn s e, 31 )6- .     eE coi lts20,  :  3 E E  o lr c e r 0 ( 1 e t 3 6 [ ]  aeh aTSt,  o i , l nl iad i cni r os  bc 1 TN bsi ,  a SY s d ea A a s n ds n s e tnoa k 0 .  m .  . h a t  o .  ys  eg o d a i f  u cnet wt hsrt P      i a tec  cn oeC/ o eEe oi Seiis  fec. ovrr  e h y e i WM  tlr ]Pw r  t n s cltC ne ne or [ /  lr c p as o r c

A h ,  n I E An l0 : 116      a:  30  a2 4 7 -1 a eGr yE 5 n ,  1 17 . cn e m E ' u 0
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Ja I E  t an S o m2 4 92     1 nrt a yp i , :  anE 护I ni l  s 0 56 p :  E e o m u 0 -
[] S uCA R cn o . i - ie ydamd,  mcbcbo p e 1 B a ,  .  o- r A h f ic u-oedn i u - s o r 5 .  x  i M n h e cn ,  h n g l ya ,  o t  k w sp If p tl pitnC L h /e p rier xl e s s     r  b a lao [O J t:o xle co t  e b a. ? u l C  oae  c s / .  / e o. . pf a l p p y o r p i ti p e g / r l j
a mbr 183 72 0- -      = 338 ,  501 4 mu e 0 2

[ ]  W i . ce WTN . n i oa slg  oef mx u er 1 GW eOTs s, . A a c  g ci c tl o am m  g 6 - , e as - g d m vl e n o l r i n y r y t a n r  r e
s i aos  r e o cni n[ O Jhp/ exleoe rxla ajp      sfl g ol d  d os /L. :iep r.e.g p / s  s a n c u a f  o t C v g  r n a i t / t e o i o/ sb l ? l 

浙 江 大学 硕士 学 位论 文

高效率、 低功耗直流电压转换器芯片设计与实现

帅 u      13 2 , 阅60 1. m比尸 6 5 8 2 - 6 9 4 -

【刀B 5 , . 叨企M。 A a 世a,0 . lg, MO s i血 9 es P w 1 .曲uGA 瓦n 讯 n c 比 】 v t eC S t c 钊o a wC 卯w ul i r P s t h

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助d sn,0 , 2 :1一 .      ‘ 2 75 ()3231 y e ( 4 sl ) 2 【8仆5Maw H 从 c丫 肠u ^ 加e 曰 。 于肠伪.川bc 1 ] . , . - - in t . a r g 肚‘ c 七 uk咖 vd 汕 创 pv e盯w 坛 te i 0 中t      uloP f o中 e勺 c行co 刀 I邢 JU a o sl 引t ci, 川 u 叨dd l s a r lt o u u n r .tn . o i [ E O l oi 比 m f - d .or t us 2洲 ,91 4 4      )101 (43( : - 9 ) 【 】 r c, , TN 9 1 aTe 日 活W . gH. i i 成a Ad t】cn 0 D 一 c . 豁 以 e i s . Ns o l b , . ia y ot l C1 叨v山 . 加】wt i g l r l d e 尤 h as et u u s ef P d f i [ 」 o e 恤 叨dc r 吮l     已 o切 t g o o玄 e e c yC/P wrS c ut L v 叨d e nd m g a t r 远画 i .c o 嚼

互. 铆1 t : E 8 t i l 口 s 0 l      ly E 1 加 mt a ”P 呱 2 : C. 1 a 正 l N ,l 比e o sO a n i 6 0戒 2 ,l2 N 凡 [ ‘ c6 : 。 淡川cr t 司 s c旧0 sp 七 si 恤 R l 户 1T 0L 5 侧e M e y加0 t山 物 wc g ga . n n 山 eD t e t h u o
加 比h ,咏 re bo g;      L aTcn1 y 倪t 0 2] . Z9: o H P 11‘ C 6A s K Z WM S 址 n B c 0t l ”D tb , 成 城 .四 MI1 四c oo ukC no l . as“1诵。 s u r c a 5
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’ 2 凡H 七 s 呛i f o l a o wr d 幽y f i D ,Cc v r [ 】 “ 面u rs o】 o t 】 O ea h eietCD o ee打 c n i g wv g wp n i e c n nrs t
丁er c 泊 e M」Ma t s iEet苗 ssn aLnO吨 】 ito      C 记 】 【 七oea 幼 i s e m s h i n 】 r c y t 怡 i P n te 姗e co s e t k 就U f T ho      ,04U L c 叩y ( , en 】 2 ) R 出即刃切 w印. . 幻 厅y 0 1 例1 w . l 州已 曲bs月 0 3 ? u i 4 4

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大学出版社,0 年9      2 3 月 6 2 凡 r r [ 】 Ceo幼 玩 以 do tC S P . s d 0 P t t . s , 助 w l & gi 切 加 i o MO Q A P a C m a o MI A 」 i e n - n r r s U 。 y
翻 世,9      . 19 一 七

浙江大学硕士学位论文

高效率、 低功耗直流 电压转换器芯片设计与实现

在研期间科研成果
发表 ( 录用 )论文
. 胡清珠,陈深,王芬等。基于恒流一 恒压模式的理电池充电保护芯片设计。浙江大学学 报 (      ) 已录用) 工学版 。(

. 王普, 梁斌, 清琼 高效 低功耗 胡 等。 率、 直流电 换器 压转 芯片设 实现。 大学学 计与 江南
报 〔 然科学版) 己录用)      自 。(

? 王井, 超, 琼等. egad l eaooH h f ica LwPwr 巩文 胡清 Dsn Ipmntn  i- fe y  o- e i nm e t i f  Ei n n g c d  o
DCDC o vr r 山 WM/F M oe.  e h r ar,l neec o A I     C n et wi P - e P M  ds T 7 T - t a C frne  SC, h t n ; o o n  2 0 .(     已投稿 ) 07

参与项 目
低纹波,双模式 D -C降压转换芯片设计      CD 参与时间:20 年      07 3月至今 主要职责:系统分析与设计     

高效率,双模式 D -C降压转换芯片设计 CD 参与时间:20 年 3 06 月至20 年 3 07 月,该芯片第一版于 20 年 ,月流片 06 主要职责:①系统分析与仿真 ②核心控制模块设计 ③零电流检测 电路设计 ④版图设
计 与验证

墓于恒流,      恒压充电模式和高温保护功能的理电池充电保护芯片设计

参与时      2 6 1 间: 0 年 月至2 6 月, 芯片第 0 0 年3 该 0 一版于2 6 6 流片 0年 月 0
主要职责:①充电模式判断电路设计 ②低电压保护电路设计     

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高效率、 低功耗直流电压转换器芯片设计与实现

致谢
回顾两年的硕士学习和生活,      首先要感谢 的是我 的导师何乐年教授。 学术方 面, 何老师的悉心指导和鼓励,帮助我完成 了 科研活动 、 发表论文和撰写毕业论 文等一系列任务。 这两年来 , 何老师严谨求是的学术态度 、 踏踏实实的科研作风 为我营造了良好的学术氛 围, 置身其间, 耳濡 目 , 习得了科学的思考方法和 染 我 处事方式, 树立了宏远的学术 目标。 在他的大力支持和协助下, 我得以在毕业后 去世界一流学府继续深造 。 生活方面, 何老师平 易近人 的人格魅力, 无微不至的 人文关怀, 使我在交流中如沐春风, 学到了很多为人处世 的 理, 道 获得 了面对困 难的勇气 ,这些宝贵的财富将使我终身受益 。 感谢吴晓波老师,徐新民老师,王维维老师,金文光老师 ,      沈海斌老师,史 铮老师, 竺红卫老师 , 王国雄老师,高峰老师,陈谐雄老师 , 在学习过程中给予 我很多指导 , 使我更加完善了知识体系, 获得优秀的成绩 。 感谢徐新民老师和王 维维老师在我 申 请出国深造的过程 中不厌其烦地提供帮助 。 感谢吴晓波老师, 史 铮老师,王国雄老师和赵梦恋老师耐心回答疑问,解决我们学习生活中的难题 , 为我们创造了舒适的科研环境。 感谢项 目     组的陈东坡师兄 、陈深师姐以及胡清踪 、梁斌 、巩文超、朱运征、 丁万新、 潘文杰、石超 、 程豪等各位 同学,是你们的热心帮助 、 积极配合 、 群策 群力, 使科研项目得以顺利进行 , 达到预期 目 , 标 并使我在这一过程中掌握并巩 固了专业知识和技能。 感谢王忆、 张鲁、王义凯等同学,实验室里共同学习和生 活的点点滴滴, 使我深切感受到你们的乐观、 积极和认真 , 为我树立了良好的榜
样。

最后,谨以此文献给我挚爱的父母 。你们 的绝对信任、无私奉献、不断鼓励      和默默支持是我克服困难,争取进步的最大动力 。 请原谅我即将飞越重洋, 无法 膝前尽孝 。 我今后将加倍努力, 来报答你们为我 的学业和前途所作出的巨大牺牲 , 来偿还这份也许永远无法还清 的亲情口


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XL7015 降压型直流电源变换器芯片(高电压型)_电子/...效率高达85% 出色的线性与负载调整率 EN脚TTL关机...固定频率振荡器与频率补偿电路,简化了设计。 ...
XL7026 降压型直流电源变换器芯片(高电压型)_图文.pdf
XL7026 降压型直流电源变换器芯片(高电压型)_电子/...效率高达85% 出色的线性与负载调整率 内置限流功能...固定频率振荡器与频率补偿电路,简化了设计。 ...
低功耗电荷泵DC_DC升压电路设计_王承智_图文.pdf
比较升压电路,有效的降低了芯 片功耗,特别在轻负载情况下提高了系统的转换效率...比较器高电平接 5 V 直流电压,低电平接地。 升压电路在实现逻辑功能的基础之...
BuckDCDC变换器芯片的研究与设计_图文.pdf
对该 变换器芯片各功能模块,如基准电压电路、过热...高效率、高可靠、 低功耗、低噪声、抗干扰和模块化...樊继斌 BUCK型DC/DC开关电源芯片的设计与实现[学位...
多模式开关电源控制芯片的低功耗设计_图文.pdf
以及状态检测模块模式控制逻辑单元, 能够实现电源的 上、 掉 控制, 同时...点, 而多模式控制已经成为电源控制芯片高效率 低功耗设计的主流趋势 [ 1] ...
92压或恒流输出应用的高稳定性ACDC控制器_图文.pdf
结果表明, 控制器芯片能在两种模式下稳定工作,并可实现5.O V的恒压输出以及1...交藏[21掇穗一种高 效率低功耗PWM/PFM直流瞧疆转换器设计,餐PWM和PFM由2...